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摘要：介紹了利用負阻原理、采用改進型克拉潑電路設計的高穩(wěn)定度LC壓控振蕩器（VCO），其頻率范圍為180MHz~210MHz。用ADS進行了仿真，最后給出了測量結果，實際表明它們是一致的。該電路采用相角補償，提高了頻率穩(wěn)定度，降低了相位噪聲。該方法設計簡單、調試方便、成本低。

關鍵詞：負阻VCO克拉潑電路相位噪聲

壓控振蕩器(VC0)是鎖相環(huán)路的重要組成部分。隨著電子技術的發(fā)展，出現(xiàn)了許多集成的VCO芯片?？紤]到高頻率穩(wěn)定度、低相噪的要求，這里采用Agilent公司生產(chǎn)的低噪聲晶體管HBFP0450來設計VCO。常用的VCO一般有三種：晶體壓控振蕩器、LC壓控振蕩器和RC壓控振蕩器。對于超高頻段的VCO，采用LC振蕩器形式；為了提高頻率穩(wěn)定性，采用了克拉潑電路，并進行了相角補償。

1負阻振蕩原理

這里采用負阻方法來設計壓控振蕩器，負阻振蕩原理圖如圖1所示。

圖中，ZIN是晶體管電路的輸入阻抗，RIN和XIN分別是輸入電阻和電抗；ZL是負載阻抗，RL和XL分別是負載電阻和電抗。根據(jù)振蕩原理，起振條件是：

RIN+RL<0（1）

振蕩的平衡條件是

RIN+RL=0（2）

XIN+XL=0（3）

2設計與仿真

2．1起振與振蕩的仿真

這里用ADS來仿真電路，采用改進型克拉潑電路形式，具體電路如圖2所示。選用高增益、低噪聲的HBFP0450作為三端器件，它在200MHz工作頻率上有20dB的增益，從而保證了較大的振蕩幅度。供電電壓為5V，通過R1、R2和R3來確定靜態(tài)工作點，工作電流選定為10mA，Vce為2．5V。

交流等效電路如圖3所示。L1、C4和C5串聯(lián)可以等效成一個電感，從而滿足，電容三端振蕩器的相位條件。L1、C4、C5、C6、C7構成了諧振回路，振蕩頻率主要由這五個元件所決定。頻率計算公式如下：

式中，L1為線圈繞制電感，Q值為39。C為C4、C5、C6和C7串聯(lián)后的等效電容，由于C4<<C5、C4<<C6、C4<<C7，所以C≈C4。其中，C4為變容管，通過改變其負偏壓就可以改變振蕩頻率。

從圖4(a)的仿真結果可以看出，在200MHz附近，及RIN+RL<0，所以滿足起振條件，由于RIN的負阻比較大，所以提供交流能量的能力比較強，故振蕩的幅度會比較大，這一點在后面的仿真和測試中可以得到證實。從圖4(b)可以看出，當f為200MHz左右時，XIN+XL=0，從而滿足相位平衡條件，它決定了振蕩的頻率。

2．2相角補償

三極管振蕩器要滿足相位平衡條件：φY+φZ+φF=2nπ(n二0，1，2，3，…)，由于φY+φF通常不等于0，所以就要求回路工作于失諧狀態(tài)，以產(chǎn)生一個諧振回路相角φZ來對φY和φF，進行平衡。也就是說，由于電路中有源器件、寄生參量以及阻隔元件等的影響，使得振蕩器的實際工作頻率嚴格來講并不等于回路的固有諧振頻率，因此，諧振回路等效阻抗Zp并不會呈現(xiàn)純阻抗。所以，一般振蕩器的振蕩回路總是處于微小失諧狀態(tài)。我們知道，并聯(lián)諧振回路具有負斜率的相頻特性，即<0，當振蕩器工作在回路諧振頻率上時，它對頻率的穩(wěn)定性能最佳。而當它工作在失諧狀態(tài)時，會使得振蕩器的頻率穩(wěn)定度與效率都降低。在此，采用相角補償法來提高壓控振蕩器的頻率穩(wěn)定度和效率。

由參考文獻[3]可知，在集電極串入一個電感為Lc=-L/F的補償元件，就可以實現(xiàn)相角補償(φZ=0)。其中，L為諧振回路電感值，F(xiàn)為反饋系數(shù)，即F=C7/6。和輸出回路的C8、C9、L2可以構成等效電感LC，從而進行相角補償，使得振蕩器工作在LC回路的諧振頻率上。當輸出回路等效為電容時，通過實際測量，在頻率214．64859MHz上的穩(wěn)定度為9．3631e-4；而等效為電感時，在214．26046MHz上的穩(wěn)定度為4．2278e-4?？梢娪玫刃щ姼羞M行相角補償后，穩(wěn)定度大約提高了一倍。C8、C9和L2同時構成了輸出網(wǎng)絡，對高次諧波有很好的抑制作用，并使基波輸出功率平坦化。

圖4

從圖5可以看出，壓控振蕩器的輸出頻率范圍為175MHz~217MHz，基波(頻率為214MHz時)輸出功率為7．911dBm，二次諧波為-16．368dBm，可見有效地抑制了諧波分量。在實際應用中，對諧波濾除的要求比較高，可以在輸出端接入寬帶濾波器，其電路原理圖和仿真結果見圖6。這樣，可以更有效地濾除高次諧波，同時有利于輸出匹配，減小負載對輸出功率的影響。

2．3相噪分析

參考文獻[5]給出·了LC壓控振蕩器的相位噪聲表達式：

式中，fm為頻偏，KVCO為VCO控制靈敏度，f0為振蕩頻率，Q為品質因數(shù)，F(xiàn)為晶體管的噪聲系數(shù)，K為波爾茲曼常數(shù)，T為工作溫度，Ps為振蕩信號功率，fc為閃爍噪聲拐角頻率，Vm為低頻噪聲源的總幅度。從式(5)可以看出，選擇噪聲系數(shù)小的放大管、增加諧振回路有載Q值、減小VCO控制靈敏度、提高輸出信號功率都可以降低相位噪聲。通過減小變容管在諧振回路中的接入系數(shù)，可以有效減小VCO控制靈敏度，但是也會導致頻率覆蓋范圍的減小，所以要適當選擇接入系數(shù)。該VCO輸出頻率為200MHz時，變容管接入系數(shù)為0．63。通過適當調整輸出回路的電感和分壓電容，可以提高負載阻抗，從而有效地提高輸出功率，以達到降低相位噪聲的目的。通過軟件仿真，在頻偏10kHz處的輸出相位噪聲為-101．3dBc／Hz，在100kHz處的相位噪聲為-122．5dBc／Hz。

圖5

3調試與測量

在軟件仿真的基礎上，將元件參數(shù)做些細微調整，就可以獲得滿意的結果。通過測量，可以得到如下性能參數(shù)：

(1)頻率范圍：175MHz~213MH

(2)調諧靈敏度：7MHz／V

(3)電源電壓：5V

(4)工作電流：10mA

(5)控制電壓：0~5V

(6)輸出功率：6~8dBm

(7)相位噪聲：-95dBc，-115dBc

從圖(7)的測量結果可以看出，頻率范圍、輸出功率和相位噪聲等指標與軟件仿真結果一致。

根據(jù)負阻原理，利用ADS仿真可以快速地設計出高穩(wěn)定度、低相噪的超高頻段VCO。這種方法簡單、便捷，由于元件具有誤差，仿真之后做些細微調整就可以得到滿意的效果。用三極管制作VCO，易于調試、成本低。該方法也適用于其它頻段。