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1電路分析

電路圖如圖1所示。在穩(wěn)態(tài)工作條件下，為了簡化分析，假設所有開關(guān)器件都是理想的；漏感Lr遠小于勵磁電感Lm；L2為變壓器副邊等效電感；電路工作在CCM模式。

電路共有4個工作模式，工作過程如圖2所示。

——模式1[t0－t1]在S1和S2開通后的t0時刻，輸入直流電壓Uin作用于Lr和Lm上，D1和D2關(guān)斷，漏感電流iLr線性上升，則有

iLr(t)=iLr(t0)＋[Uin/Lr+Lm](t－t0)（1）

D1和D2承受反壓為Uin，而D3承受反壓為Uo＋(N2/N1)Uin，iL2=0，由濾波電容C向負載供電。

在t1時刻漏感電流iLr為

iLr（t1）=iLr(t0)＋[Uin/(Lr+Lm)](t1－t0)（2）

——模式2[t1－t2]在t1時刻關(guān)斷S1和S2，由于電感電流不能突變，感應電勢反向，D1和D2導通鉗位使S1和S2承受正壓為Uin；同時D3導通，副邊電流iL2形成。原邊電流iLr線性下降，即

在t2時刻原邊電流

iL2(t2)=(N1/N2[iLr(t1)]-(N1Uo/N2Lm)(t2-t1)]=0（5）

——模式3[t2－t3]在t2時刻D1和D2中的電流和漏感電流iLr下降到0，iL2達到最大。此后iL2線性下降，

iL2(t)=iL2(t2)－(UO/L2)(t－t2)（6）

在t3時刻

iL2(t3)=iL2(t2)－(UO/L2)(t3－t2)（7）

在此階段D1和D2承受反壓為，S1和S2承受正壓為。

——模式4[t3－t4]在t3時刻開通S1和S2，輸入電壓Uin直接作用于Lr和Lm上，漏感電流iLr從0開始線性上升，

iLr(t)=(Uin+(N1/N2)/Lr)(t－t3)（8）

此時D3仍導通，給電容C充電和向負載供電，iL2(t)以更大的斜率線性下降，為漏感電流iLr減去勵磁電感Lm上電流。

iL2(t)=N1/N2[ils(t)-(N1/N2)/LmUo(t-t3)]（9）

iLr(t)=[Uin+(N1/N2)Uo]/Lr（t－t3）（10）

在t4時刻D1和D2反壓由上升到Uin，iLr(t)上升到勵磁電流iLm,iL2(t)=0，D3反偏，開始新的PWM周期。

由上述分析可知，雙管反激變換器具有以下優(yōu)點：

——續(xù)流二極管將漏感能量回饋給電源；

——有效抑制關(guān)斷電壓尖峰，使開關(guān)管電壓應力為輸入電壓；

——不需要額外的吸收電路。

圖3

2控制系統(tǒng)結(jié)構(gòu)

采用峰值電流控制模式，如圖3所示。由于引入電流反饋,使系統(tǒng)性能具有明顯的優(yōu)點[3]：

——具有良好的線性調(diào)整率，反應速度快；

——消除輸出濾波電感帶來的極點，使二階系統(tǒng)變?yōu)橐浑A系統(tǒng)，穩(wěn)定性好；

——固有逐個脈沖電流限制,簡化了過載保護和短路保護。

電流型也有缺點，在占空比>50％時，必須進行電流斜坡補償,否則系統(tǒng)不穩(wěn)定[1]。本文采用控制芯片UC3844[4]，占空比<50％。

圖4

3實驗結(jié)果

利用以上分析結(jié)果,設計了一臺機內(nèi)穩(wěn)壓電源。輸入360～450V；輸出＋15V(1A)，－15V(0.2A)，

＋25V(0.2A)3路，＋25V(0.4A)；開關(guān)工作頻率為100kHz，最大占空比Dmax=0.45；功率45W。變壓器用鐵氧體R2KBD，罐型GU30，按反激變壓器設計原則設計[1]。主要波形如圖4所示。

從圖中可以看出功率管的電壓應力等于輸入電壓，續(xù)流二極管兩端電壓和分析結(jié)果也相同?？梢婋p管反激拓撲在高壓輸入場合有其獨特優(yōu)

越性。圖4（d）中，原邊電流有尖峰是由于副邊整流二極管反向恢復造成。

4結(jié)語

原理分析和實驗結(jié)果的一致性，表明雙管反激變換器特別適用于高壓輸入場合，它減少了器件的電壓應力，為功率管的選取和保護創(chuàng)造了有利條件，增加了系統(tǒng)的可靠性。因此，適于應用于高壓輸入的中小功率場合。