導(dǎo)語：如何才能寫好一篇boost電路，這就需要搜集整理更多的資料和文獻(xiàn)，歡迎閱讀由公務(wù)員之家整理的十篇范文，供你借鑒。

篇1

引言

輕小化是目前電源產(chǎn)品追求的目標(biāo)。而提高開關(guān)頻率可以減小電感、電容等元件的體積。但是，開關(guān)頻率提高的瓶頸是器件的開關(guān)損耗，于是軟開關(guān)技術(shù)就應(yīng)運(yùn)而生。一般，要實(shí)現(xiàn)比較理想的軟開關(guān)效果，都需要有一個(gè)或一個(gè)以上的輔助開關(guān)為主開關(guān)創(chuàng)造軟開關(guān)的條件，同時(shí)希望輔助開關(guān)本身也能實(shí)現(xiàn)軟開關(guān)。

boost電路作為一種最基本的DC/DC拓?fù)涠鴱V泛應(yīng)用于各種電源產(chǎn)品中。由于Boost電路只包含一個(gè)開關(guān)，所以，要實(shí)現(xiàn)軟開關(guān)往往要附加很多有源或無源的額外電路，增加了變換器的成本，降低了變換器的可靠性。

Boost電路除了有一個(gè)開關(guān)管外還有一個(gè)二極管。在較低壓輸出的場合，本身就希望用一個(gè)MOSFET來替換二極管（同步整流），從而獲得比較高的效率。如果能利用這個(gè)同步開關(guān)作為主開關(guān)的輔助管，來創(chuàng)造軟開關(guān)條件，同時(shí)本身又能實(shí)現(xiàn)軟開關(guān)，那將是一個(gè)比較好的方案。

本文提出了一種Boost電路實(shí)現(xiàn)軟開關(guān)的方法。該方案適用于輸出電壓較低的場合。

1 工作原理

圖1所示的是具有兩個(gè)開關(guān)管的同步Boost電路。其兩個(gè)開關(guān)互補(bǔ)導(dǎo)通，中間有一定的死區(qū)防止共態(tài)導(dǎo)通，如圖2所示。通常設(shè)計(jì)中電感上的電流為一個(gè)方向，如圖2第5個(gè)波形所示?？紤]到開關(guān)的結(jié)電容以及死區(qū)時(shí)間，一個(gè)周期可以分為5個(gè)階段，各個(gè)階段的等效電路如圖3所示。下面簡單描述了電感電流不改變方向的同步Boost電路的工作原理。在這種設(shè)計(jì)下，S2可以實(shí)現(xiàn)軟開關(guān)，但是S1只能工作在硬開關(guān)狀態(tài)。

1）階段1〔t0～t1〕該階段，S1導(dǎo)通，L上承受輸入電壓，L上的電流線性增加。在t1時(shí)刻，S1關(guān)斷，該階段結(jié)束。

2）階段2〔t1～t2〕S1關(guān)斷后，電感電流對S1的結(jié)電容進(jìn)行充電，使S2的結(jié)電容進(jìn)行放電，S2的漏源電壓可以近似認(rèn)為線性下降，直到下降到零，該階段結(jié)束。

    3）階段3〔t2～t3〕當(dāng)S2的漏源電壓下降到零之后，S2的寄生二極管就導(dǎo)通，將S2的漏源電壓箝在零電壓狀態(tài)，也就是為S2的零電壓導(dǎo)通創(chuàng)造了條件。

4）階段4〔t3～t4〕S2的門極變?yōu)楦唠娖?，S2零電壓開通。電感L上的電流又流過S2。L上承受輸出電壓和輸入電壓之差，電流線性減小，直到S2關(guān)斷，該階段結(jié)束。

5）階段5〔t4～t5〕此時(shí)電感L上的電流方向仍然為正，所以該電流只能轉(zhuǎn)移到S2的寄生二極管上，而無法對S1的結(jié)電容進(jìn)行放電。因此，S1是工作在硬開關(guān)狀態(tài)的。

接著S1導(dǎo)通，進(jìn)入下一個(gè)周期。從以上的分析可以看到，S2實(shí)現(xiàn)了軟開關(guān)，但是S1并沒有實(shí)現(xiàn)軟開關(guān)。其原因是S2關(guān)斷后，電感上的電流方向是正的，無法使S1的結(jié)電容進(jìn)行放電。但是，如果將L設(shè)計(jì)得足夠小，讓電感電流在S2關(guān)斷時(shí)為負(fù)的，如圖4所示，就可以對S1的結(jié)電容進(jìn)行放電而實(shí)現(xiàn)S1的軟開關(guān)了。

    在這種情況下，一個(gè)周期可以分為6個(gè)階段，各個(gè)階段的等效電路如圖5所示。其工作原理描述如下。

1）階段1〔t0～t1〕該階段，S1導(dǎo)通，L上承受輸入電壓，L上的電流正向線性增加，從負(fù)值變?yōu)檎?。在t1時(shí)刻，S1關(guān)斷，該階段結(jié)束。

2）階段2〔t1～t2〕S1關(guān)斷后，電感電流為正，對S1的結(jié)電容進(jìn)行充電，使S2的結(jié)電容放電，S2的漏源電壓可以近似認(rèn)為線性下降。直到S2的漏源電壓下降到零，該階段結(jié)束。

3）階段3〔t2～t3〕當(dāng)S2的漏源電壓下降到零之后，S2的寄生二極管就導(dǎo)通，將S2的漏源電壓箝在零電壓狀態(tài)，也就是為S2的零電壓導(dǎo)通創(chuàng)造了條件。

4）階段4〔t3～t4〕S2的門極變?yōu)楦唠娖剑琒2零電壓開通。電感L上的電流又流過S2。L上承受輸出電壓和輸入電壓之差，電流線性?小，直到變?yōu)樨?fù)值，然后S2關(guān)斷，該階段結(jié)束。

5）階段5〔t4～t5〕此時(shí)電感L上的電流方向?yàn)樨?fù)，正好可以使S1的結(jié)電容進(jìn)行放電，對S2的結(jié)電容進(jìn)行充電。S1的漏源電壓可以近似認(rèn)為線性下降。直到S1的漏源電壓下降到零，該階段結(jié)束。

6）階段6〔t5～t6〕當(dāng)S1的漏源電壓下降到零之后，S1的寄生二極管就導(dǎo)通，將S1的漏源電壓箝在零電壓狀態(tài)，也就是為S1的零電壓導(dǎo)通創(chuàng)造了條件。

接著S1在零電壓條件下導(dǎo)通，進(jìn)入下一個(gè)周期。可以看到，在這種方案下，兩個(gè)開關(guān)S1和S2都可以實(shí)現(xiàn)軟開關(guān)。

2 軟開關(guān)的參數(shù)設(shè)計(jì)

以上用同步整流加電感電流反向的辦法來實(shí)現(xiàn)Boost電路的軟開關(guān)，其中兩個(gè)開關(guān)實(shí)現(xiàn)軟開關(guān)的難易程度并不相同。電感電流的峰峰值可以表示為

ΔI=(VinDT)/L   （1）

式中：D為占空比；

T為開關(guān)周期。

所以，電感上電流的最大值和最小值可以表示為

Imax=ΔI/2＋I(xiàn)o   （2）

Imin=ΔI/2－Io   （3）

式中：Io為輸出電流。

將式（1）代入式（2）和式（3）可得

Imax=(VinDT)/2L＋I(xiàn)o   （4）

Imin=(VinDT)/2L－Io   （5）

從上面的原理分析中可以看到S1的軟開關(guān)條件是由Imin對S2的結(jié)電容充電，使S1的結(jié)電容放電實(shí)現(xiàn)的；而S2的軟開關(guān)條件是由Imax對S1的結(jié)電容充電，使S2的結(jié)電容放電實(shí)現(xiàn)的。另外，通常滿載情況下|Imax|?|Imin|。所以，S1和S2的軟開關(guān)實(shí)現(xiàn)難易程度也不同，S1要比S2難得多。這里將S1稱為弱管，S2稱為強(qiáng)管。

強(qiáng)管S2的軟開關(guān)極限條件為L和S1的結(jié)電容C1和S2的結(jié)電容C2諧振，能讓C2上電壓諧振到零的條件，可表示為式（6）。

將式（4）代入式（6）可得

實(shí)際上，式（7）非常容易滿足，而死區(qū)時(shí)間也不可能非常大，因此，可以近似認(rèn)為在死區(qū)時(shí)間內(nèi)電感L上的電流保持不變，即為一個(gè)恒流源在對S2的結(jié)電容充電，使S1的結(jié)電容放電。在這種情況下的ZVS條件稱為寬裕條件，表達(dá)式為式（8）。

(C2＋C1)Vo≤（VinDT/2L+Io）tdead2   （8）

式中：tdead2為S2開通前的死區(qū)時(shí)間。

同理，弱管S1的軟開關(guān)寬裕條件為

(C1＋C2)Vo≤(VinDT/2L-Io)tdead1   （9）

式中：tdead1為S1開通前的死區(qū)時(shí)間。

在實(shí)際電路的設(shè)計(jì)中，強(qiáng)管的軟開關(guān)條件非常容易實(shí)現(xiàn)，所以，關(guān)鍵是設(shè)計(jì)弱管的軟開關(guān)條件。首先確定可以承受的最大死區(qū)時(shí)間，然后根據(jù)式(9)推算出電感量L。因?yàn)?，在能?shí)現(xiàn)軟開關(guān)的前提下，L不宜太小，以免造成開關(guān)管上過大的電流有效值，從而使得開關(guān)的導(dǎo)通損耗過大。

3 實(shí)驗(yàn)結(jié)果

一個(gè)開關(guān)頻率為200kHz，功率為100W的電感電流反向的同步Boost變換器進(jìn)一步驗(yàn)證了上述軟開關(guān)實(shí)現(xiàn)方法的正確性。

該變換器的規(guī)格和主要參數(shù)如下：

輸入電壓Vin24V

輸出電壓Vo40V

輸出電流Io0～2.5A

工作頻率f200kHz

主開關(guān)S1及S2IRFZ44

電感L4.5μH

圖6(a)，圖6（b）及圖6(c)是滿載（2.5A）時(shí)的實(shí)驗(yàn)波形。從圖6(a)可以看到電感L上的電流在DT或(1－D)T時(shí)段里都會反向，也就是創(chuàng)造了S1軟開關(guān)的條件。從圖6(b)及圖6(c)可以看到兩個(gè)開關(guān)S1和S2都實(shí)現(xiàn)了ZVS。但是從電壓vds的下降斜率來看S1比S2的ZVS條件要差，這就是強(qiáng)管和弱管的差異。

圖7給出了該變換器在不同負(fù)載電流下的轉(zhuǎn)換效率。最高效率達(dá)到了97.1％，滿載效率為96.9％。

篇2

關(guān)鍵詞：功率因數(shù)校正；無橋Boost PFC變換器；單周期控制

中圖分類號：TP391文獻(xiàn)標(biāo)識碼：A文章編號：1009-3044(2012)11-2637-04

Research of Bridgeless Boost PFC Converters Based on one Cycle Control

DENG Quan-dao

（Jingling Institute of Technology, Nanjing 211169, China）

Abstract: This paper has a detailed analysis of merits and faults and suitable occasion between the two types of Boost PFC, analyses the per? formance between the traditional PFC boost rectifier and a representative BLPFC boost rectifier. We choose One Cycle Control(OCC) technique as the control scheme. The experiment result shows that the scheme has higher efficiency.

Key words：PFC; Bridgeless Boost PFC; One Cycle Control

隨著行業(yè)對電能質(zhì)量要求越來越規(guī)范，嚴(yán)格，功率因數(shù)校正技術(shù)已成為電力電子行業(yè)的熱點(diǎn)。在實(shí)際應(yīng)用中，通常需要AC/DC變換器系統(tǒng)，但傳統(tǒng)的AC/DC變換器多數(shù)是由無源元件構(gòu)成的，相對于輸入電壓，其輸入電流具有較大的諧波失真，從而導(dǎo)致了功率因數(shù)較低，一般在0.6～0.7[1]左右?；兊碾娏鲗﹄娋W(wǎng)造成了污染，主要體現(xiàn)在兩方面：一、電流流過線路產(chǎn)生的壓降會使電網(wǎng)電壓發(fā)生畸變；二、畸變的電流對電網(wǎng)中的用電設(shè)備將產(chǎn)生不良影響，例如儀器儀表的誤測量、保護(hù)裝置的誤動作、線路和變壓器過熱等[2]。

1無橋Boost PFC電路概述

通常，我們選擇CCM模式下Boost拓?fù)渥鳛楣β室驍?shù)校正電路，如圖1（a），因其具有結(jié)構(gòu)簡單且和較小的EMI濾波器的特點(diǎn)。但此拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)的電路存在局限性，當(dāng)電路工作在低壓大電流的狀態(tài)時(shí)，會產(chǎn)生較高開關(guān)和導(dǎo)通損耗，效率不高，為了解決整機(jī)效率低，損耗大的問題，很多種新的拓?fù)浔惶岢?，在這些拓?fù)渲?，無橋Boost PFC因結(jié)構(gòu)簡單、可靠性好而受到廣泛的關(guān)注。

圖1（b）是經(jīng)傳統(tǒng)Boost PFC電路拓?fù)渥兓笮纬傻娜珮駼oost變換器，由于沒有整流橋的導(dǎo)通損耗，因此其效率較高，且能量能雙向流動；但這種電路拓?fù)涫褂玫拈_關(guān)管數(shù)量多從而造成高成本，并且此拓?fù)涞目刂埔脖容^復(fù)雜。

如表1所示，DBPFC電路使用的功率器件是三種電路中最少的，與傳統(tǒng)Boost PFC電路相比，在DBPFC電路中，使用了一個(gè)續(xù)流MOSFET代替?zhèn)鹘y(tǒng)Boost PFC電路中的兩個(gè)整流二極管，所以，DBPFC電路在效率上的提升體現(xiàn)在其續(xù)流MOSFET與傳統(tǒng)Boost PFC電路整流橋損耗之差；2nd DBPFC電路也因少一個(gè)普通二極管的損耗而比傳統(tǒng)Boost PFC電路在效率上有所提升。

圖2為三類器件和三種電路在輸入線電壓為90V時(shí)的損耗圖[2]。計(jì)算數(shù)據(jù)基于以下器件：普通二極管DSP08-8A，開關(guān)管SPW20N60S5，整流橋KBPC5010。由圖2（a）可見，在輸入電壓不變的情況下，隨著輸出功率的不斷增大，續(xù)流MOSFET的損耗相對于整流二極管的損耗逐漸變小，相對于傳統(tǒng)Boost PFC電路，DBPFC和2nd DBPFC在效率方面的提升也越來越明顯,如圖2（b）。另外，由于DBPFC電路中部分反向電流會流經(jīng)MOSFET，實(shí)際工作的損耗比上述分析的還要低。[3]

2 OCC在無橋Boost PFC中的應(yīng)用特點(diǎn)

單周期控制技術(shù)具有調(diào)制和控制的雙重性，是一種不需要乘法器的控制方案，其突出的優(yōu)點(diǎn)是無論穩(wěn)態(tài)還是暫態(tài)，都能使受控量的平均值正比于參考信號；同時(shí)，其還具有開關(guān)頻率恒定、動態(tài)響應(yīng)快及易于實(shí)現(xiàn)等優(yōu)點(diǎn)。

傳統(tǒng)的無橋Boost PFC控制需要解決兩個(gè)問題：一、要對電感電流進(jìn)行檢測，而電流的方向是不斷變化；二、對控制芯片所需的輸入正弦半波線電壓進(jìn)行采樣。這樣就使其控制方案變的很復(fù)雜，而單周期控制技術(shù)（One-Cycle Control, OCC）則無需對控制芯片所需的輸入正弦半波線電壓進(jìn)行采樣，能較好的解決無橋Boost PFC的控制問題。

3 OCC控制無橋Boost PFC電路的原理與實(shí)現(xiàn)

其控制方程描述為：Vm

利用下降沿調(diào)制方法，構(gòu)造出OCC控制方程如下：

4 OCC控制DBPFC穩(wěn)定性分析

單周期控制技術(shù)屬于非線性控制，對其穩(wěn)定性的分析是非常必要的，下面我們對OCC控制的DBPFC的穩(wěn)定性進(jìn)行分析。下降沿調(diào)制模式下，其控制方程如下：

5 Saber實(shí)驗(yàn)仿真波形分析

按以上的方案設(shè)計(jì)一臺300W DBPFC變換器，建立仿真電路模型，系統(tǒng)的仿真波形如圖5。圖5（a）為OCC控制DBPFC的驅(qū)動和比較器輸入波形，與理論分析一致。圖5（b）為輸入電壓和輸入電流的波形，從波形中可以看出，輸入電流很好的跟蹤輸入電壓，實(shí)現(xiàn)了PFC功能。

變換器參數(shù)如下：輸入電壓90V~260V，輸出電壓為380V，開關(guān)頻率100kHz，輸入分立電感取L1=L2=420μF，輸出濾波電容取

330μF。

6結(jié)束語

該文對傳統(tǒng)PFC技術(shù)與DBPFC在效率上進(jìn)行了比較，顯示DBPFC具有高效率；通過理論分析及實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證充分證明了OCC控制DBPFC具有良好的性能。

參考文獻(xiàn)：

[1]丁道宏.電力電子技術(shù)[M].北京:航空工業(yè)出版社,2002.

篇3

（1.中國船舶重工集團(tuán)公司第七四研究所，上海200031；2.國電南瑞科技股份有限公司，江蘇南京211106）

摘要：針對光伏發(fā)電系統(tǒng)中的兩級式并網(wǎng)逆變器，采用了一種新型的分時(shí)復(fù)合控制策略。首先詳細(xì)分析了分時(shí)復(fù)合控制策略的基本工作原理，該方法可以使得前后兩級電路交替進(jìn)行高頻開關(guān)工作，從而有利于減小損耗；在此基礎(chǔ)上，對分時(shí)復(fù)合控制策略下的入網(wǎng)電流控制環(huán)路進(jìn)行小信號建模，并給出了相應(yīng)的控制環(huán)路參數(shù)設(shè)計(jì)，以保證具有良好的穩(wěn)態(tài)和動態(tài)性能；最后搭建了一臺1 kW實(shí)驗(yàn)樣機(jī)并進(jìn)行實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證。實(shí)驗(yàn)結(jié)果表明所采用分時(shí)復(fù)合控制策略的可行性和有效性。

關(guān)鍵詞 ：兩級式；并網(wǎng)逆變器；分時(shí)復(fù)合控制；電流控制

中圖分類號：TN710?34 文獻(xiàn)標(biāo)識碼：A 文章編號：1004?373X（2015）15?0112?05

收稿日期：2015?03?12

0 引言

近年來，環(huán)境污染和能源短缺問題日益嚴(yán)重，可再生清潔能源的開發(fā)與利用得到越來越多的關(guān)注，太陽能由于其分布廣泛、方便直接利用等特點(diǎn)得到廣泛應(yīng)用[1]。根據(jù)光伏發(fā)電系統(tǒng)與電網(wǎng)的關(guān)系，光伏發(fā)電系統(tǒng)可分為離網(wǎng)型和并網(wǎng)型兩類[2]。在并網(wǎng)型光伏發(fā)電系統(tǒng)中，并網(wǎng)逆變器作為能量變換的核心部分，對于入網(wǎng)電流質(zhì)量、變換效率、系統(tǒng)成本以及安全性能等方面都具有重要的影響。在中、小功率等級系統(tǒng)中，兩級式并網(wǎng)逆變器以其拓?fù)浜唵?、效率高及造價(jià)低等優(yōu)勢而被廣泛應(yīng)用[3]。

就兩級式并網(wǎng)逆變器的控制而言，目前常見的控制策略主要有傳統(tǒng)型控制[4]和新型PCS（Power Conditioning System）控制[5]等。文獻(xiàn)[4]詳述了傳統(tǒng)型控制策略，其中前級實(shí)現(xiàn)最大功率點(diǎn)跟蹤（Maximum Power Point Tracking，MPPT），后級實(shí)現(xiàn)并網(wǎng)電流控制。該控制方案通過母線電容實(shí)現(xiàn)前后兩級的控制解耦[5]，但較大的母線電容會增加系統(tǒng)的體積和重量。文獻(xiàn)[6]提出了一種新型PCS控制策略，該控制策略通過后級實(shí)現(xiàn)MPPT，不需要采樣光伏陣列的輸出電壓和電流，可以簡化采樣電路，但其控制系統(tǒng)較為復(fù)雜。文獻(xiàn)[7]針對兩級式并網(wǎng)逆變器提出了一種分時(shí)復(fù)合的控制策略，即在任意時(shí)刻，系統(tǒng)中開關(guān)管僅只有一部分進(jìn)行高頻開關(guān)工作，另一部分處于工頻開關(guān)或者不工作的狀態(tài)。這種控制方法可以在一定程度上減小開關(guān)器件的損耗，有利于提高系統(tǒng)的整體效率。

為了實(shí)現(xiàn)光伏并網(wǎng)逆變系統(tǒng)高效運(yùn)行，本文采用新型分時(shí)復(fù)合控制策略。文中詳細(xì)分析了分時(shí)復(fù)合控制策略的工作原理，并對該控制策略下的入網(wǎng)電流控制環(huán)路進(jìn)行了詳細(xì)的建模分析與環(huán)路設(shè)計(jì)，最后通過一臺1 kW 原理樣機(jī)進(jìn)行實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證。實(shí)驗(yàn)結(jié)果表明，采用分時(shí)復(fù)合控制策略可以有效地實(shí)現(xiàn)并網(wǎng)電流的控制并提高并網(wǎng)逆變系統(tǒng)的效率。

1 分時(shí)復(fù)合控制策略原理

1.1 系統(tǒng)結(jié)構(gòu)

圖1所示為分時(shí)復(fù)合控制并網(wǎng)逆變器拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)圖，其由前級Boost斬波電路和后級全橋逆變電路兩部分構(gòu)成。其中：Lb，Qc 和Dc 構(gòu)成Boost電路；Q1~Q4 構(gòu)成全橋逆變電路；Cdc 為中間母線電容；Lf 為并網(wǎng)濾波電感；Db為旁路二極管。

1.2 分時(shí)復(fù)合控制工作原理

根據(jù)輸入直流電壓Vin與網(wǎng)側(cè)電壓絕對值| vAC |之間的關(guān)系，系統(tǒng)可以工作在“Boost”和“Buck”兩種模式。當(dāng)Vin < | vAC |時(shí)，系統(tǒng)工作在“Boost”模式，輸入電壓先經(jīng)前級Boost電路斬波得到母線電壓；當(dāng)Vin < | vAC |時(shí)，系統(tǒng)工作在“Buck”模式，此時(shí)前級Boost電路被Db 旁路，光伏陣列功率直接經(jīng)過Db 向后級傳輸。圖2給出了兩種工作模式下各功率管的門極驅(qū)動波形[8?9]及對應(yīng)網(wǎng)側(cè)電壓波形。

（1）“Buck”工作模式

當(dāng)Vin> | vAC |時(shí)，系統(tǒng)工作在“Buck”模式，前級Boost電路被Db 旁路，光伏陣列功率直接經(jīng)過Db 向后級傳輸。同時(shí)，后級全橋逆變電路采用單極性SPWM調(diào)制方式，調(diào)制出圖2中AB 和CD 兩段并網(wǎng)電流波形，其中功率管Q1（Q3）工作在工頻開關(guān)狀態(tài)、Q2（Q4）工作在高頻開關(guān)狀態(tài)，具體而言，即在電網(wǎng)電壓vAC 的正半周，功率管Q1 保持導(dǎo)通、Q2（Q3）保持關(guān)斷、Q4 高頻開關(guān)；相反地，在電網(wǎng)電壓vAC的負(fù)半周，功率管Q3保持導(dǎo)通、Q1（Q4）保持關(guān)斷、Q2高頻開關(guān)。與傳統(tǒng)控制方法相比，在此階段內(nèi)前級Boost電路的開關(guān)和導(dǎo)通損耗均不復(fù)存在，前級電路僅有旁路二極管Db 的導(dǎo)通損耗，從而有利于系統(tǒng)效率的提高。

（2）“Boost”工作模式

當(dāng)Vin< | vAC |時(shí)，系統(tǒng)工作在“Boost”模式，前級Boost電路中功率管Qc工作在高頻開關(guān)狀態(tài)，并調(diào)制產(chǎn)生圖2中BC 段的并網(wǎng)電流波形；同時(shí)，后級全橋逆變電路中功率管Q1~Q4均工作在工頻開關(guān)狀態(tài)。具體而言，即在電網(wǎng)電壓vAC的正半周，功率管Q1（Q4）保持導(dǎo)通、Q2（Q3）保持關(guān)斷；相反地，在電網(wǎng)電壓vAC 的負(fù)半周，功率管Q2（Q3）保持導(dǎo)通、Q1（Q4）保持關(guān)斷。因此，在“Boost”工作模式下，僅有Qc在高頻開關(guān)，從而可以極大地降低整個(gè)系統(tǒng)的開關(guān)損耗、提高系統(tǒng)效率。

由上述分析可知，相較于傳統(tǒng)控制方法而言，本文所采用的分時(shí)復(fù)合控制方法，可以使得前后兩級電路交替進(jìn)行高頻工作，從而有利于減小開關(guān)損耗；同時(shí)，在“Boost”模式下前級電路的輸出電壓為部分正弦波，即不需要很大容量的母線電容來保證母線電壓的恒定，因此可以采用體積較小的薄膜電容代替電解電容。

2 分時(shí)復(fù)合控制策略下的并網(wǎng)電流控制

2.1 “Buck”工作模式環(huán)路分析與設(shè)計(jì)

在“Buck”工作模式下，不考慮Db 時(shí)，圖1所示系統(tǒng)在一個(gè)開關(guān)周期內(nèi)的等效電路如圖3所示，其中后級逆變電路采用單極性SPWM調(diào)制。

根據(jù)圖3所示等效電路，采用狀態(tài)空間平面法列寫其狀態(tài)方程，同時(shí)利用拉普拉斯變換，可以得到d(s) 到iLf(s) 的傳遞函數(shù)：

求解式（1）中分子對應(yīng)的方程可以得到兩個(gè)實(shí)部為正數(shù)的根，即存在兩個(gè)右半平面零點(diǎn)，此時(shí)系統(tǒng)為非最小相位系統(tǒng)。

若考慮Db，則系統(tǒng)在一個(gè)開關(guān)周期內(nèi)的等效電路如圖4所示，同樣列寫狀態(tài)平均方程，可以得到此時(shí)d(s) 到iLf(s) 的傳遞函數(shù)為：

由式（2）可知，此時(shí)系統(tǒng)為一階系統(tǒng)。因此，在“Buck”工作模式下，跨接的旁路二極管不僅可以減小損耗，還可以顯著簡化系統(tǒng)補(bǔ)償環(huán)節(jié)的設(shè)計(jì)。

圖5給出了“Buck”工作模式下的電流環(huán)控制框圖。其中：Gbuckc (s) 為電流環(huán)補(bǔ)償環(huán)節(jié)；GPWM = 1 Vm 為PWM環(huán)節(jié)傳遞函數(shù)；Gbuck (s) 為式（2）所示的系統(tǒng)傳遞函數(shù)。同時(shí)，考慮到信號采樣存在且SPWM 調(diào)制存在滯后，故需要增加相應(yīng)的慣性環(huán)節(jié)。

按照典型I型系統(tǒng)設(shè)計(jì)補(bǔ)償環(huán)節(jié)，取Tli = Lf R2，則可抵消傳遞函數(shù)的極點(diǎn)，增大系統(tǒng)相位裕度、提高系統(tǒng)穩(wěn)定性。由此可得系統(tǒng)的開環(huán)傳遞函數(shù)：

由式（3）可求得閉環(huán)傳遞函數(shù)為：

根據(jù)二階系統(tǒng)最佳整定法[10]，選取系統(tǒng)阻尼比ζ =0.707，可以得到：

從而得到簡化后的電流環(huán)閉環(huán)傳遞函數(shù)為：

式（6）表明，將“Buck”模式下的電流環(huán)按照典型I型系統(tǒng)設(shè)計(jì)之后，其閉環(huán)傳遞函數(shù)可以近似為一個(gè)慣性環(huán)節(jié)，即當(dāng)開關(guān)頻率fs 足夠高時(shí)，所對應(yīng)慣性Ts 越小，系統(tǒng)動態(tài)響應(yīng)越快。

2.2 “Boost”工作模式環(huán)路分析與設(shè)計(jì)

“Boost”工作模式下系統(tǒng)在一個(gè)開關(guān)周期內(nèi)的等效電路如圖6所示，同理可以得到d(s) 到iLf(s) 的傳遞函數(shù)，見式（7）：

由式（7）可以看出，系統(tǒng)存在一個(gè)右半平面零點(diǎn)，且右半平面零點(diǎn)的位置取決于Boost部分功率管Qc 的占空比D、母線電容電壓Vc 及Boost電感電流iLb。由于D，Vc，iLb 均取決于正弦半波的角度θ，并且系統(tǒng)的右半平面零點(diǎn)隨θ增大向低頻方向移動；同時(shí)，系統(tǒng)幅頻特性存在諧振現(xiàn)象，并且隨著θ增大，諧振峰向低頻方向移動，故補(bǔ)償環(huán)節(jié)不易設(shè)計(jì)。

針對上述直接電流控制方法存在的缺點(diǎn)，本文采用一種間接電流控制方法，即通過控制Boost輸入電流iLb(t) 即可間接控制并網(wǎng)電流iLf(t)，則得到d（s）到iLb(s) 的傳遞函數(shù)為：

由式（8）可以看出，在“Boost”工作模式下，采用間接電流控制方法時(shí)，系統(tǒng)傳遞函數(shù)不存在右半平面零點(diǎn)，從而有利于系統(tǒng)補(bǔ)償環(huán)節(jié)的設(shè)計(jì)。

圖7給出了“Boost”工作模式下的電流環(huán)控制框圖，其中，Gboostc(s)為電流環(huán)補(bǔ)償環(huán)節(jié)，選用PI 調(diào)節(jié)器，Gboostc (s) =K2p + K2i s，K2i = K2p T2i；GPWM = 1 Vm 表示PWM 環(huán)節(jié)傳遞函數(shù)，Vm 為三角載波的幅值；Gboost (s) 為“Boost”工作模式系統(tǒng)傳遞函數(shù)：

補(bǔ)償前，系統(tǒng)在fp0 = 6.19 Hz 處存在一個(gè)極點(diǎn)，在fp1,2 = 1 kHz附近存在一對共軛極點(diǎn)。為了防止由共軛極點(diǎn)引起的諧振峰多次穿越0 dB 線導(dǎo)致系統(tǒng)不穩(wěn)定，選取截止頻率fc = 2.5 kHz，并且滿足：

同時(shí)，將補(bǔ)償環(huán)節(jié)的零點(diǎn)fzc 放置在原系統(tǒng)的低頻極點(diǎn)處，以保證系統(tǒng)以-20 dB/dec穿越0 dB線：

補(bǔ)償前后的開環(huán)傳遞函數(shù)如圖8所示，補(bǔ)償后系統(tǒng)的直流增益較高，故系統(tǒng)的穩(wěn)態(tài)誤差較小；開環(huán)傳遞函數(shù)的截止頻率為2.5 kHz，系統(tǒng)相角裕度為43°；高頻段以-40 dB/dec斜率下降，故系統(tǒng)抗高頻干擾能力強(qiáng)。由上述分析可知，經(jīng)過補(bǔ)償后，“Boost”模式的電流環(huán)具有良好的動態(tài)和穩(wěn)態(tài)性能。

3 實(shí)驗(yàn)分析

為驗(yàn)證以上分析，搭建了1 kW并網(wǎng)逆變器樣機(jī)，進(jìn)行了實(shí)驗(yàn)研究，具體電路參數(shù)如表1所示。

圖9~圖11分別給出了分時(shí)復(fù)合控制下的各功率管驅(qū)動波形、Boost 電感電流波形iLb、母線電容電壓波形Vbus 以及逆變橋臂中點(diǎn)電壓波形VAB。由圖中實(shí)驗(yàn)波形可以看出，系統(tǒng)工作于“Boost”模式時(shí)，并網(wǎng)電流由Boost部分高頻斬波生成，并且橋臂間電壓和母線電容電壓分別為并網(wǎng)電壓及其絕對值；系統(tǒng)工作于“Buck”模式時(shí)，后級全橋電路進(jìn)行單極性SPWM 調(diào)制，輸入側(cè)能量由Boost部分的旁路二極管向網(wǎng)側(cè)傳輸。因此，對應(yīng)Boost電感電流值為0，母線電容電壓即為逆變系統(tǒng)輸入電壓150 V，橋臂間電壓為高頻切換的矩形波。

圖12所示為分時(shí)復(fù)合控制下的逆變器并網(wǎng)電壓和并網(wǎng)電流實(shí)驗(yàn)波形。由圖中波形可以看出，并網(wǎng)電流ig和電網(wǎng)電壓vg 能夠保持相位一致，并網(wǎng)質(zhì)量良好；同時(shí)，“Buck”和“Boost”兩種工作模式平滑切換，在切換點(diǎn)處并網(wǎng)電流振蕩幅度較小。

上述實(shí)驗(yàn)波形與理論分析結(jié)果一致，表明了本文分時(shí)復(fù)合控制策略的可行性和有效性。

在輸入電壓為150 V時(shí)，逆變器效率隨并網(wǎng)功率變化的曲線如圖13所示。作為對比，圖13中同時(shí)給出了傳統(tǒng)控制方式下效率曲線。由圖中結(jié)果可知，在分時(shí)復(fù)合控制策略下，逆變器在整個(gè)負(fù)載范圍內(nèi)達(dá)到了較高的效率，最高效率約為96.8%，且整體效率優(yōu)于傳統(tǒng)控制方式。

4 結(jié)論

詳細(xì)分析了一種應(yīng)用于兩級式并網(wǎng)逆變器的新型分時(shí)復(fù)合控制策略，理論分析和實(shí)驗(yàn)結(jié)果表明：分時(shí)復(fù)合控制下前后兩級電路交替進(jìn)行高頻工作，從而有利于減小開關(guān)損耗；母線電壓不需要穩(wěn)壓，可以有效減小母線電容；“Boost”和“Buck”兩種工作模式之間可以自由平滑切換，并網(wǎng)電流質(zhì)量良好；分時(shí)復(fù)合控制下系統(tǒng)可以獲得較高的效率，且整體效率優(yōu)于傳統(tǒng)控制方式。

參考文獻(xiàn)

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篇4

關(guān)鍵詞： 功率因數(shù)校正； 交錯(cuò)并聯(lián)； NCP1631； BOOST型

中圖分類號： TN710?34 文獻(xiàn)標(biāo)識碼： A 文章編號： 1004?373X（2016）23?0141?03

Development of interleaving power factor corrector based on NCP1631

ZHANG Youjun， XU Wei， JI Chongyang， CHEN Ke

（School of Mechanical and Electric Engineering， Soochow University， Suzhou 215021， China）

Abstract：An interleaving PFC （power factor correction） circuit working at the input voltage range was designed based on PFC control chip NCP1631. The features of NCP1631 chip and design parameters of PFC convertor are analyzed and discussed in detail. A prototype of 500 W interleaving BOOST?type PFC convertor was developed. The experimental results show that the interleaving PFC circuit with NCP1631 has good PFC effect within a wide input voltage range.

Keywords： power factor correction； interleaving； NCP1631； BOOST?type

0 引 言

隨著單相臨界導(dǎo)通模式（CRM）下BOOST型PFC技術(shù)的成熟和功率等級的進(jìn)一步提高，以及在一些對體積有嚴(yán)格要求的應(yīng)用設(shè)備中，原有的CRM PFC電路已難以滿足需要。因此PFC變換器常常采用并聯(lián)形式來增加功率等級，減小輸入電流的紋波，降低開關(guān)損耗，以提高變換器的效率。

對于目前CRM交錯(cuò)并聯(lián)PFC電路多采用兩種方案：

（1） 主從方案，即主從支路自由工作，且從支路以180°相位跟隨主支路工作，其難點(diǎn)在于維持CRM工作（沒有死區(qū)時(shí)間）；

（2） 交互相位方案，即每個(gè)相位工作模式相同且兩個(gè)相位交互作用，設(shè)定相移180°，難點(diǎn)在于保持恰當(dāng)?shù)南嘁?，若某個(gè)相位的導(dǎo)通時(shí)間發(fā)生擾動，則可能減弱180°的相移。

本文NCP1631芯片采用交互相位方案，其內(nèi)置振蕩器充當(dāng)電路的時(shí)鐘產(chǎn)生器，管理相位異相工作，使兩個(gè)相位交互作用，且保持180°相移。NCP1631能提供一個(gè)“pfcOK”信號，用于啟動/關(guān)閉下行轉(zhuǎn)換器，簡化轉(zhuǎn)換器設(shè)計(jì)，它還具有前饋功能，用于改善環(huán)路補(bǔ)償。此外，NCP1631芯片有過流保護(hù)（OCP）、浪涌電流檢測、過壓保護(hù)（OVP）以及欠壓保護(hù)（UVP）等保護(hù)措施。

1 NCP1631的特點(diǎn)及工作特性

1.1 芯片的特點(diǎn)

基于NCP1631交錯(cuò)并聯(lián)PFC應(yīng)用電路如圖1所示。其中NCP1631型PFC控制芯片采用16腳SOIC封裝，工作在頻率鉗位臨界導(dǎo)通模式（FCCRM），即可以工作在斷續(xù)模式（DCM），也可在臨界導(dǎo)通模式（CRM）下工作，且它兼有兩種工作模式的優(yōu)點(diǎn)。如在DCM時(shí)開關(guān)頻率是固定的，能夠限制電路的最大開關(guān)頻率，從而簡化EMI濾波器的設(shè)計(jì)。而在CRM時(shí)可以限制電感，升壓二極管以及開關(guān)管中的最大電流，從而可以使用較為便宜且電流容量小的一些功率器材，不僅可以降低成本，而且有助于提高電路可靠性。此外，交錯(cuò)并聯(lián)的兩個(gè)支路組合起來像是一個(gè)連續(xù)導(dǎo)通模式（CCM），減小輸入輸出電流的紋波。

電路工作在FCCRM時(shí)電感電流[iL]的波形如圖2所示。在[iL]的峰值附近，電路工作在CRM；在[iL]的過零點(diǎn)附近，則電路工作在DCM。

4 結(jié) 論

本文通過對NCP1631芯片理論分析給出升壓電感、開關(guān)器件的參數(shù)設(shè)計(jì)過程。結(jié)合實(shí)驗(yàn)結(jié)果表明，基于NCP1631的交錯(cuò)并聯(lián)FCCRM PFC實(shí)驗(yàn)樣機(jī)在寬輸入電壓范圍內(nèi)具有良好的功率因數(shù)校正效果，很好地減少了輸入電流紋波，降低了EMI的設(shè)計(jì)難度，減小了電感磁芯尺寸，降低了成本，效率能夠達(dá)到使網(wǎng)側(cè)功率因數(shù)接近1等優(yōu)點(diǎn)。

參考文獻(xiàn)

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篇5

充電器系統(tǒng)介紹

此充電器設(shè)計(jì)功率為4.32kW，主要與某UPS配合使用。設(shè)計(jì)最大的串聯(lián)電池?cái)?shù)為32個(gè)，最少為16個(gè)。采用DSP進(jìn)行控制，充電方式采用兩段式。與UPS配合時(shí)，UPS通過CAN通訊對控制器會下發(fā)充電指令，包括充電電壓，充電電流的設(shè)定參數(shù)。

1 拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)

充電器拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)由Boost電路與Buck電路級聯(lián)而成，如圖1所示。在給電池充電時(shí)，Boost電路根據(jù)一定的條件啟動，Buck電路則一直處于工作中。

2 控制結(jié)構(gòu)

Boost電路采用雙閉環(huán)PI控制。

當(dāng)恒流充電時(shí)，電壓環(huán)的輸出達(dá)到限幅，Buck電路采用單電流環(huán)閉環(huán)控制；當(dāng)轉(zhuǎn)為恒壓充電后，則采用雙閉環(huán)控制，恒壓恒流可自動轉(zhuǎn)換。

3 軟件實(shí)現(xiàn)

以TI公司所產(chǎn)的DSPTMS320LF2802自帶的簡單嵌入式操作系統(tǒng)為軟件平臺，在CCS3.3軟件開發(fā)環(huán)境下編制充電器控制程序。

充電器控制器設(shè)計(jì)

1 Boost電路數(shù)字控制器設(shè)計(jì)

①電路分析與建模

實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證

1 電阻負(fù)載實(shí)驗(yàn)

在帶電池載之前，先用電阻負(fù)載進(jìn)行實(shí)驗(yàn)，為了實(shí)現(xiàn)恒壓和恒流，分別采用了重載和輕載兩種負(fù)載，重載時(shí)為恒流模式，輕載時(shí)為恒壓模式。分別測試了在三相整流橋作為輸入的條件下，電流為5A、7A和10A的恒流控制效果，輸出電壓在216～432V的恒壓控制效果以及BUS電壓為430～650V的電壓基準(zhǔn)下的控制效果。

輕載重載均可實(shí)現(xiàn)，并可以實(shí)現(xiàn)恒流恒壓自動轉(zhuǎn)換。

2 電池充電實(shí)驗(yàn)

改電池負(fù)載做實(shí)驗(yàn)后，跟電阻負(fù)載效果基本一致。電壓紋波5V左右，電流紋波2A左右。

篇6

關(guān)鍵詞：Saber；電力電子技術(shù)；課堂教學(xué)

作者簡介：丁新平（1975-），男，甘肅定西人，青島理工大學(xué)自動化工程學(xué)院，副教授；馬淋淋（1979-），男，黑龍江黑河人，青島理工大學(xué)自動化工程學(xué)院，講師。（山東 青島 266520）

中圖分類號：G642.0 文獻(xiàn)標(biāo)識碼：A 文章編號：1007-0079（2014）06-0053-02

隨著半導(dǎo)體器件技術(shù)的日益成熟和數(shù)字控制技術(shù)（Digital Signal Control）的飛速發(fā)展。電力電子技術(shù)在國民經(jīng)濟(jì)和工業(yè)生產(chǎn)中的地位越來越突出：節(jié)能減排的很大一部分比重都是通過以電力電子技術(shù)為核心的變頻調(diào)速、高效節(jié)能燈具等電力電子節(jié)能產(chǎn)品完成。在國家大力發(fā)展的新能源利用以及分布式發(fā)電等領(lǐng)域，電力電子技術(shù)也是大有用武之地，作用越來越明顯。同時(shí)，電力電子技術(shù)人才供不應(yīng)求，國家需要大量電力電子技術(shù)的應(yīng)用型人才。

本科教學(xué)中，對電力電子技術(shù)的要求越來越高。而電力電子技術(shù)教學(xué)中存在的主要問題是該門功課屬于理論和實(shí)踐結(jié)合性非常強(qiáng)的課程，任何一個(gè)環(huán)節(jié)出現(xiàn)問題都會影響到學(xué)習(xí)效果。高校中電力電子技術(shù)課堂教學(xué)主要以理論講解為主，在教學(xué)過程中配以部分典型電路的實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證等實(shí)踐教學(xué)。而實(shí)驗(yàn)項(xiàng)目的完全封閉性（考慮到學(xué)生安全性等原因）造成了學(xué)生在學(xué)習(xí)過程中的盲目性和迷茫感。學(xué)生很難把課堂所學(xué)理論知識和實(shí)際應(yīng)用項(xiàng)目聯(lián)系起來。筆者調(diào)研后發(fā)現(xiàn)，學(xué)生由于缺乏對理論知識相對應(yīng)實(shí)踐環(huán)節(jié)的感性認(rèn)識，學(xué)習(xí)的主動性和積極性不高。學(xué)生最主要的迷茫感是——學(xué)習(xí)的電力電子電路能用到什么地方？怎么去用？成天講的電力電子器件在實(shí)際中到底如何控制？這些問題在傳統(tǒng)課堂教學(xué)中得不到有效解決，久而久之，學(xué)生就喪失了學(xué)習(xí)的積極性。單純?yōu)榱朔謹(jǐn)?shù)的學(xué)習(xí)使得教師教得費(fèi)勁，學(xué)生學(xué)得沒勁。

Saber仿真軟件是一款專門針對電力電子學(xué)而開發(fā)的仿真軟件，其主要應(yīng)用于科研人員對新型拓?fù)潆娐返尿?yàn)證上，為實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證提供相關(guān)參數(shù)和對新電路的有效性進(jìn)行驗(yàn)證。[1，2]先有很多仿真軟件都是把物理特性用數(shù)學(xué)模型表示出來，然后在數(shù)學(xué)模型的基礎(chǔ)上進(jìn)行仿真。這些仿真電路和實(shí)際硬件電路相差較多，更不能給人帶來更直觀的硬件電路設(shè)計(jì)指導(dǎo)作用。Saber仿真軟件最大的優(yōu)點(diǎn)是“硬件化”仿真思想的植入，其在仿真時(shí)能夠完整還原真實(shí)系統(tǒng)，而不是用數(shù)學(xué)模型來代替系統(tǒng)特性進(jìn)行設(shè)計(jì)研究。Saber仿真軟件應(yīng)用在電力電子技術(shù)課堂教學(xué)中將解決目前在學(xué)習(xí)過程中困擾學(xué)生的主要難題。

第一，增加學(xué)生的成就感，進(jìn)而培養(yǎng)學(xué)生的學(xué)習(xí)興趣。很多時(shí)候，學(xué)生在接觸到一門新課的時(shí)候，都會有一個(gè)過程：滿懷信心和好奇地去了解和學(xué)習(xí)感性認(rèn)識和理論入門主動（或被動）學(xué)習(xí)考試。在一門課程學(xué)習(xí)過程中，起關(guān)鍵作用的是感性認(rèn)識和理論入門階段，如果此時(shí)能有真實(shí)的應(yīng)用電路來入門，其必然的結(jié)果將是學(xué)生主動和有興趣去學(xué)習(xí)，效果將不言而喻。Saber軟件的“硬件化設(shè)計(jì)”給人以電力電子電路的真實(shí)感，解決了學(xué)生學(xué)習(xí)過程中由于理論公式推導(dǎo)而造成的“實(shí)際電路和理論分析對不上號”的困境，能夠起到“感性認(rèn)識電路仿真出結(jié)果學(xué)習(xí)成就感學(xué)習(xí)興趣”的良性循環(huán)。

第二，培養(yǎng)學(xué)生的主動思考能力。一改傳統(tǒng)教學(xué)中課堂上教師枯燥地講和學(xué)生被動聽的教學(xué)模式，變被動聽課為主動參與設(shè)計(jì)電路，通過在仿真軟件上自己搭建電路及設(shè)計(jì)閉環(huán)控制器，培養(yǎng)了學(xué)生主動思考問題的能力。

第三，在課堂教學(xué)中，引入硬件仿真電路的現(xiàn)場演示，增加電路的直觀和感性認(rèn)識。通過仿真電路對電力電子電路工作原理和工作模式的驗(yàn)證和演示，現(xiàn)場用“硬件電路”驗(yàn)證了理論分析的結(jié)果，加深了學(xué)生對所學(xué)電力電子電路知識的認(rèn)識和掌握。

第四，實(shí)驗(yàn)前認(rèn)識電路工作原理，驗(yàn)證各部分實(shí)驗(yàn)波形，為知識點(diǎn)的更好掌握和實(shí)驗(yàn)的順利進(jìn)行做前期準(zhǔn)備工作。有些論文介紹計(jì)算機(jī)仿真軟件能夠部分或者全部代替實(shí)驗(yàn)教學(xué)，[3]筆者持否定觀點(diǎn)。仿真軟件無外乎是理論知識的驗(yàn)證，其根本代替不了實(shí)驗(yàn)對學(xué)生實(shí)踐動手能力的鍛煉。筆者認(rèn)為要學(xué)好學(xué)通“電力電子技術(shù)”這門課程，不但要保留電力電子實(shí)驗(yàn)，還應(yīng)該增加相關(guān)課程創(chuàng)新項(xiàng)目等實(shí)踐活動來增加學(xué)生在實(shí)際設(shè)計(jì)中對理論知識的加強(qiáng)和融會貫通。

一、典型電力電子電路工作原理介紹

幾乎所有的電力電子電路都可以用Saber軟件實(shí)現(xiàn)仿真，其中包括各種電能轉(zhuǎn)換電路：AC-DC，DC-DC，DC-AC，以及AC-AC電路。在現(xiàn)代電力電子技術(shù)里面頗具代表性的幾種典型電路有：應(yīng)用于開關(guān)電源中的DC-DC斬波電路之Boost /Buck/Buck-boost電路；廣泛應(yīng)用于節(jié)能減排中，作為變頻調(diào)速系統(tǒng)主要能量轉(zhuǎn)換環(huán)節(jié)的電壓源全橋逆變電路（VSI）；大功率場合應(yīng)用較廣的可控整流電路。限于篇幅限制，本文主要以Boost電路和電壓源逆變器為例進(jìn)行闡述。

作為應(yīng)用較廣的電路之一，Boost電路能夠?qū)崿F(xiàn)對輸入電壓的任意升壓功能，通過控制開關(guān)管的占空比能夠控制輸出電壓的大小。在閉環(huán)控制器的作用下，該電路能夠抑制輸入電壓擾動和負(fù)載擾動對系統(tǒng)的影響，保持恒定的輸出電壓。Boost電路除了應(yīng)用于開關(guān)電源DC-DC中外，主要應(yīng)用在PFC電路實(shí)現(xiàn)功率因數(shù)的校正。同時(shí)，在新能源能量轉(zhuǎn)換電路中，其可以作為前級電路以實(shí)現(xiàn)MPPT（Maximum Power Point Tracking）調(diào)整功能，在實(shí)現(xiàn)光伏模塊和燃料電池等新型能源的最大功率輸出的基礎(chǔ)上，實(shí)現(xiàn)對輸入電壓的升壓功能。圖1所示為Boost電路在光伏電池發(fā)電中實(shí)現(xiàn)MPPT和升壓功能的原理圖。圖2為實(shí)現(xiàn)PFC功能的Boost電路，能夠?qū)崿F(xiàn)較高的功率因數(shù)，減少了開關(guān)電源對電網(wǎng)的影響，并得到相對穩(wěn)定的直流電壓。

圖3為應(yīng)用廣泛的變頻器主電路圖，電網(wǎng)輸入，經(jīng)過二極管不控整流得到6脈波波動的直流電，再通過電壓源逆變器實(shí)現(xiàn)DC-AC轉(zhuǎn)換，得到所需的可控交流電（CVCF或者VVVF），實(shí)現(xiàn)電機(jī)的變頻調(diào)速功能。全橋電壓源逆變器控制可以采用比較簡單的SPWM控制或者SVPWM方法實(shí)現(xiàn)。

二、Saber軟件在電力電子典型電路中的應(yīng)用

1.課堂授課中的應(yīng)用

Saber軟件應(yīng)用到課堂教學(xué)中，可以增加上課時(shí)學(xué)生的參與性和理論知識驗(yàn)證的直觀性。為枯燥的課堂教學(xué)帶來生機(jī)，具體例子為：在講授DC-DC斬波電路時(shí)，必須要講明白兩個(gè)前提（概念）：一是穩(wěn)態(tài)的概念，二是電感的伏秒平衡（電容的安秒平衡）法則。在此基礎(chǔ)上，所有的變換電路都可以解釋并推導(dǎo)出來。在講到這兩個(gè)概念的時(shí)候，學(xué)生很難理解透徹，大多數(shù)情況下學(xué)生都是一知半解的狀態(tài)，這時(shí)能夠利用Saber軟件進(jìn)行說明則會起到事半功倍的效果。在電路啟動階段，此時(shí)電感電流從零開始上升，然后振蕩幾個(gè)周期，最后進(jìn)入穩(wěn)態(tài)階段，具體如圖4所示。穩(wěn)態(tài)狀態(tài)最關(guān)鍵的現(xiàn)象是：每個(gè)開關(guān)周期，電感電流的上升變化量和下降變化量保持相等，通過電感公式VL=Ldi/dt可以推導(dǎo)出電感的伏秒平衡法則。用該法則可以推導(dǎo)出幾乎所有DC-DC斬波電路輸出-輸入電壓關(guān)系。用該仿真軟件直觀驗(yàn)證和理論推導(dǎo)相結(jié)合教學(xué)效果非常好。

在講不同DC-DC電路輸出-輸入電壓關(guān)系時(shí)，推導(dǎo)的公式可以直接用Saber仿真軟件驗(yàn)證，具體如圖5所示，Vout=（1/（1-D）Vg=12/0.6=20V。圖5直觀顯示出兩個(gè)關(guān)鍵現(xiàn)象：一是讓學(xué)生知道了開關(guān)管是如何驅(qū)動的；二是輸出-輸入電壓增益的驗(yàn)證。DC-DC斬波電路另一個(gè)比較關(guān)鍵的概念是電路的連續(xù)工作模式（CCM）和斷續(xù)工作模式（DCM）。通過仿真軟件能夠非常直觀地呈現(xiàn)給學(xué)生，當(dāng)電感電流較大的時(shí)候，電路工作在連續(xù)工作模式（CCM）下；當(dāng)電感電流變小到在一個(gè)開關(guān)周期里面有部分時(shí)段電感電流等于零，此即進(jìn)入了斷續(xù)工作模式（DCM）。具體仿真演示結(jié)果如圖6所示。

在講到其他電力電子電路時(shí)，Saber仿真軟件在講課中的直觀性優(yōu)勢也非常明顯，譬如以電壓源逆變器為例，其交流輸出電壓頻率和幅值受調(diào)制波的控制而變化。最直觀的講解如圖7仿真所示，圖7上半部分為調(diào)制因子M的波形，可以控制交流輸出電壓的大小，也就是說輸出交流電的頻率和調(diào)制信號頻率相同，而幅值和調(diào)制信號幅值成正比。通過上下兩部分仿真圖的比較，非常直觀地看出逆變器輸出電壓和調(diào)制信號之間的關(guān)系。

2.課后設(shè)計(jì)電路時(shí)的應(yīng)用

Saber仿真軟件還可以作為課后設(shè)計(jì)電路參數(shù)和閉環(huán)控制器的主要依據(jù)。工業(yè)應(yīng)用中，絕大部分產(chǎn)品都是工作在閉環(huán)控制方式下，以達(dá)到抑制輸入擾動和負(fù)載擾動、最后輸出穩(wěn)定的直流電壓。在主電路參數(shù)（L，C）選型和閉環(huán)控制器設(shè)計(jì)上，Sabrer軟件起到指導(dǎo)和驗(yàn)證的作用。在控制器參數(shù)設(shè)計(jì)完畢后，可以通過Saber仿真軟件進(jìn)行初期驗(yàn)證，對參數(shù)進(jìn)行優(yōu)化和微調(diào)以得到最優(yōu)的控制參數(shù)。圖8所示是Boost變換器在閉環(huán)控制器的作用下進(jìn)行的負(fù)載擾動和輸入擾動仿真驗(yàn)證，由圖可以看到在PI閉環(huán)控制器的作用下，系統(tǒng)具有抑制負(fù)載擾動和輸入電壓擾動的能力，輸出電壓Vout很少受兩種擾動的影響。

三、結(jié)論

本文研究了Saber仿真軟件在“電力電子技術(shù)”教學(xué)中的應(yīng)用。在教學(xué)中通過引入Saber軟件使得課堂教學(xué)生動直觀，一改傳統(tǒng)教學(xué)中的死板和枯燥。以“電力電子技術(shù)”課程里的幾種典型電路為例，詳細(xì)地說明了如何有效地應(yīng)用Saber軟件輔助傳統(tǒng)課堂教學(xué)以收到直觀生動和事半功倍的效果。

參考文獻(xiàn)：

[1]李艷林，宋海良，陳凱，等.基于saber的電壓源仿真設(shè)計(jì)[J].科技信息，2012，（33）：30-31.

篇7

關(guān)鍵詞：UPS；Z源逆變器；變壓器；電壓應(yīng)力；APFC

中圖分類號： TM46 文獻(xiàn)標(biāo)識碼：AA New Topology of Online UPS

不間斷供電電源（UPS）具有穩(wěn)壓、穩(wěn)頻、抗干擾、防止浪涌等功能，更為重要的是當(dāng)電網(wǎng)停止供電時(shí)，UPS還可以對負(fù)載進(jìn)行短時(shí)供電，以保證用電設(shè)備正常工作.因此，UPS日益成為重要負(fù)載設(shè)備必不可少的配套設(shè)施[1].

傳統(tǒng)在線式UPS具有輸入電壓范圍大、輸出電壓可精確控制等優(yōu)點(diǎn)，也存在輸入功率因數(shù)低、電流總諧波畸變率高、蓄電池體積大等缺點(diǎn)，而且工頻變壓器的存在使得電源的體積大、成本高，且變壓器和電感容易產(chǎn)生可聞噪聲；另外，在傳統(tǒng)的橋式逆變器中，控制失誤或電磁干擾等會導(dǎo)致逆變器上下橋臂直通而損壞開關(guān)管，通常為了避免開關(guān)管直通而另外加入的死區(qū)時(shí)間又會影響輸出電能質(zhì)量[2].

國內(nèi)外很多學(xué)者開展了對在線式UPS拓?fù)涞难芯抗ぷ?，致力于?yōu)化在線式UPS的性能[3-9].文獻(xiàn)[3]提出基于BIFRED變換器的在線式UPS拓?fù)洌蓪?shí)現(xiàn)功率因數(shù)校正和電氣隔離的功能，但當(dāng)負(fù)載非線性變化時(shí)，輸出電流存在嚴(yán)重的畸變現(xiàn)象；文獻(xiàn)[4]提出高性能無變壓器的在線式UPS拓?fù)?，減小了電源體積，降低了成本；文獻(xiàn)[5]在減少開關(guān)數(shù)量的前提下實(shí)現(xiàn)了理想市電的輸出；文獻(xiàn)[6-9]對UPS的控制策略和用途進(jìn)行了大量實(shí)驗(yàn)研究.

湖南大學(xué)學(xué)報(bào)（自然科學(xué)版）2012年第11期侯世英等：新型在線式UPS拓?fù)浔疚奶岢隽艘环N新型在線式UPS拓?fù)?，采用Z源逆變器[10-12]代替?zhèn)鹘y(tǒng)橋式逆變器，利用Z源逆變器特有的直通特性和前級Boost電路提高系統(tǒng)的升壓能力，這樣既可以省去傳統(tǒng)在線式UPS拓?fù)渲械墓ゎl變壓器，又能擴(kuò)大UPS負(fù)載的適用范圍；增加了一個(gè)Buck/Boost充放電電路，采用額定電壓較低的蓄電池，從而進(jìn)一步減小了電源體積，同時(shí)降低了充放電電路中開關(guān)管的電壓應(yīng)力；在整流側(cè)和Z源逆變器之間增加一個(gè)電感和開關(guān)管，與Z源逆變器中的二極管一起，構(gòu)成Boost型有源功率因數(shù)校正（APFC）電路[13-15]，采用電壓外環(huán)、電流內(nèi)環(huán)的單相APFC雙閉環(huán)控制策略，減小了輸入端電流總諧波畸變率，提高了功率因數(shù).文中詳細(xì)分析了該拓?fù)涞墓ぷ髟?，并進(jìn)行了仿真實(shí)驗(yàn)，結(jié)果驗(yàn)證了該拓?fù)涞目尚行院蛢?yōu)越性.

篇8

關(guān)鍵詞： 功率因數(shù)校正； 單ADC； 預(yù)計(jì)算； 數(shù)字信號處理器

中圖分類號： TN873+.5?34 文獻(xiàn)標(biāo)識碼： A 文章編號： 1004?373X（2017）14?0158?04

Abstract： Traditional digital power factor correction uses three analog?to?digital converters. Each converter， especially for the inductive current one， increases the cost and the complexity of the system. A digital power factor corrector based on Boost is presented in this paper， in which only one ADC is used for control loop to sample the average output voltage and the ripple of the output voltage. The duty cycles that the switching tube needs are precalculated. The sampled average output voltage forms the output average and the sampled output voltage ripple forms output voltage ripple loop. These two loops control the corresponding part of the duty cycle respectively， which makes the power factor correction effect of the whole system higher. TMS320F28335 DSP is used as a control chip. The experiment results verified the correctness of the method.

Keywords： power factor correction； single ADC； pre?calculation； DSP

0 引 言

傳統(tǒng)的功率因數(shù)校正通常需要三路ADC（Analog?to?Digital Converter），分別為采樣輸入電壓、輸出電壓和電感電流，使得電路復(fù)雜程度相對較高。其中，電感電流的采樣通常使用采樣電阻來實(shí)現(xiàn)[1]。但是，采樣電阻上能量的損耗較大，會對電路整體的效率產(chǎn)生影響。采用數(shù)字控制時(shí)，電感電流的采樣頻率和開關(guān)頻率相同，在保證較高開關(guān)頻率的同時(shí)，電感電流的采樣頻率也相對較高，這樣會導(dǎo)致控制周期縮短，對運(yùn)算量也提出了很高的要求。

文獻(xiàn)[2]把傳統(tǒng)的PI雙環(huán)控制用可編程邏輯門陣列（FPGA）來實(shí)現(xiàn)。文獻(xiàn)[3]推導(dǎo)出基于電感波谷電流的占空比計(jì)算公式，減少了計(jì)算量。文獻(xiàn)[4?7]中采用單周期控制以及新型控制策略，省去了對輸入電壓的采樣。文獻(xiàn)[8]采用了預(yù)測電流控制，把輸入電壓采樣改為過零檢測，從內(nèi)部產(chǎn)生正弦參考信號，減小了計(jì)算量。文獻(xiàn)[9]通過采樣負(fù)載電流和輸入電壓來計(jì)算占空比，省去了對電感電流的采樣。文獻(xiàn)[10]把電感電流的采樣轉(zhuǎn)化為對電容電壓的采樣，減小了電路的損耗。

本文采用占空比預(yù)先計(jì)算的方法，將傳統(tǒng)PFC控制的三路ADC減少為一路ADC，只對輸出電壓和輸出電壓紋波進(jìn)行采樣，從而簡化了采樣電路的設(shè)計(jì)，也降低了控制回路的計(jì)算量。

1 占空比值的預(yù)計(jì)算

在數(shù)字功率因數(shù)校正器中，控制器的開關(guān)管可以由數(shù)字控制器輸出不同占空比的PWM波進(jìn)行控制。本文所采用的方法是將要用的占空比值提前計(jì)算好，并存儲在DSP內(nèi)部，所以數(shù)字控制器不再需要對占空比進(jìn)行實(shí)時(shí)的計(jì)算。對于不同的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)來說，占空比的計(jì)算方法也是不一樣的。如圖1所示，本文采用的是Boost電路拓?fù)洌娐饭ぷ髟贑CM模式下，占空比的計(jì)算方法也是在Boost電路基礎(chǔ)上進(jìn)行分析的。

2 控制算法

通過上面的分析，可以在特定的情況下計(jì)算出所需的占空比，但是在參數(shù)有變化時(shí)，預(yù)先計(jì)算的占空比可能就會不適合變化后的情況。所以，需要系統(tǒng)對參數(shù)的變化能自動響應(yīng)，這就要加入閉環(huán)控制。除此之外，系統(tǒng)需要將計(jì)算好的占空比與輸入交流電壓信號進(jìn)行同步，所以說需要對輸入電壓加入過零檢測環(huán)節(jié)。本文采用了模擬比較器，當(dāng)輸入電壓過零時(shí)，比較器的輸出產(chǎn)生一個(gè)突變沿，DSP通過捕獲模塊捕獲這個(gè)突變沿，從而使得占空比的輸出能和輸入電壓同步，也保證了電流和電壓的同相位。下面，分析兩種不同的算法，分別對預(yù)先計(jì)算好的占空比進(jìn)行修改。

2.1 用惟一參數(shù)調(diào)節(jié)占空比

最方便的方法是利用Boost變換器工作在CCM模式下時(shí)的占空比計(jì)算式來調(diào)節(jié)，如下：

如果在一個(gè)周期內(nèi)，輸出電壓不為期望值，那么相應(yīng)的占空比值也要做調(diào)整。采用這種方法時(shí)，占空比的值通過式（3）預(yù)先計(jì)算好，系統(tǒng)中加入了一個(gè)簡單的PID調(diào)節(jié)器。這個(gè)調(diào)節(jié)器與傳統(tǒng)PFC中的電壓環(huán)類似，通過采樣輸出電壓平均值來改變占空比。

改變計(jì)算好的占空比時(shí)，不僅僅是要改變一個(gè)開關(guān)周期的值，而是要改變所有存儲器內(nèi)部的值。一種方法是將存儲器中的每一個(gè)值乘以電壓環(huán)的輸出，但這種方法會導(dǎo)致占空比波形歪曲，見圖2。從圖中可以看出，當(dāng)按d（t）調(diào)節(jié)時(shí)，占空比的值不是從1開始到1結(jié)束，這樣會導(dǎo)致占空比值與理想值有偏差，會影響實(shí)際的PF值。而按1-d（t）調(diào)節(jié)時(shí)，調(diào)節(jié)后的值與理想值偏差較小，對PF值影響也較小。

具體的控制框圖見圖3，經(jīng)過采樣后的輸出電壓與參考電壓相減，得到的偏差經(jīng)過調(diào)節(jié)器輸出為k，k與1-d相乘后可以得到調(diào)節(jié)后的占空比。調(diào)節(jié)器的原理見圖4。PID調(diào)節(jié)器的輸出為δ，當(dāng)系統(tǒng)在穩(wěn)態(tài)時(shí)，δ值為0，所以k為1，d的值沒有變化。當(dāng)輸出電壓有偏差時(shí)，相應(yīng)的δ也會有值，從而可以調(diào)節(jié)占空比d的大小。

這種方法根據(jù)式（3）預(yù)先計(jì)算好占空比值再進(jìn)行調(diào)節(jié)，但是當(dāng)負(fù)載發(fā)生變化時(shí)，由于輸出電壓變化不明顯，系統(tǒng)不能很好地感知負(fù)載變化，相應(yīng)的占空比d的調(diào)節(jié)也不會改變，從而會對功率因數(shù)校正的效果產(chǎn)生一定影響，這方面的不足可以通過下面一種方法補(bǔ)。

2.2 用兩個(gè)不同參數(shù)調(diào)節(jié)占空比

為了彌補(bǔ)第一種方法的不足，將式（3）中的占空比d分為d1和d2兩個(gè)部分，如下：

兩個(gè)參數(shù)的變化曲線分別見圖5和圖6。從圖5可以看出，d1是控制占空比的主要部分，而d2主要的作用是消除由負(fù)載變化產(chǎn)生的電流畸變。圖5的結(jié)果顯示了輸入電壓變化對d1的影響很大，而輸出功率的變換則對其產(chǎn)生的影響很小，所以，d1可以由輸出電壓平均值來控制。因而輸出電壓的紋波被忽略了，不會對d1產(chǎn)生影響。所以，d1的控制方法與第2.1節(jié)第一種方法相同，通過存儲1-d1的值來修改預(yù)先計(jì)算的占空比值。

d2部分的值取決于輸入電流的大小。從式（6）中可以看出，輸入電流與電路的功率成正比。所以，當(dāng)負(fù)載發(fā)生變化時(shí)，會對輸入電流產(chǎn)生影響，進(jìn)而會改變d2的大小。系統(tǒng)雖然不能測量輸出功率，但是可以通過輸出電壓的采樣來得出輸出電壓的紋波，由式（4）可知，輸出電壓紋波與輸出功率成正比。所以，通過對輸出電壓紋波的采樣，可以相應(yīng)地調(diào)整d2的大小。

從圖6還可以看出，d2也取決于輸入電壓，所以輸出電壓調(diào)節(jié)器也用來控制d2。這種方法的控制框圖見圖7。從圖7可以看出，與第一種方法相同的平均輸出電壓環(huán)用來對d1進(jìn)行控制。同時(shí)，d2的控制不僅僅用到了平均輸出電壓環(huán)，還采用了輸出電壓紋波環(huán)路。輸出電壓紋波環(huán)路的作用與傳統(tǒng)功率因數(shù)校正的電流換相類似。

與第一種方法類似，1-d1是由k進(jìn)行調(diào)節(jié)的。但是，由于d2是直接存儲的而不是1-d2，并且1-d1和d2的符號相反，所以調(diào)節(jié)器的輸出應(yīng)該為。由于PID調(diào)節(jié)器的輸出δ在0左右，所以可以得出式（9）。圖8為用于控制d1和d2的輸出平均電壓環(huán)，其中，1-d1由k進(jìn)行調(diào)節(jié)，d2由進(jìn)行調(diào)節(jié)。

3 實(shí)驗(yàn)部分

3.1 方法實(shí)現(xiàn)

本文所用的控制器是TI公司的TMS320F28335數(shù)字信號處理器。外部晶振頻率是30 MHz，系統(tǒng)時(shí)鐘頻率為150 MHz。開關(guān)頻率和采樣頻率都是100 kHz，所以每半個(gè)輸出交流電壓周期內(nèi)有1 000個(gè)采樣點(diǎn)，這1 000個(gè)采樣點(diǎn)所對應(yīng)的占空比值會預(yù)先計(jì)算好，并存放在數(shù)組中，不斷刷新數(shù)組就能達(dá)到改變占空比的目的。

輸入電壓過零檢測部分先將輸入電壓降至15 V左右，再經(jīng)過比較器和反相器整形，輸出一個(gè)頻率為50 Hz的方波。DSP的A/D采樣以及捕獲引腳都加入箝位電路，保證了DSP的安全性。具體電路參數(shù)見表1。

3.2 實(shí)驗(yàn)結(jié)果

第2節(jié)分析的兩種方法都通過實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證了其合理性，具體實(shí)驗(yàn)結(jié)果見圖9～圖11。

圖9為在不同的輸出功率情況下，兩種方法的實(shí)驗(yàn)結(jié)果。占空比是按照輸入電壓220 V、輸出電壓400 V、負(fù)載功率300 W的情況進(jìn)行計(jì)算的。從圖9可以看出，兩種方法功率因數(shù)校正的效果都是隨著負(fù)載功率的上升而上升，并且負(fù)載功率越接近計(jì)算值，功率因數(shù)就越接近1。圖10和圖11分別表示的是在輸入電壓為110 V和220 V時(shí)電路滿載測試的結(jié)果。可以看出，當(dāng)電路滿載時(shí)，所采用的方法能很好地達(dá)到功率因數(shù)校正的效果，輸入電流接近正弦波并且能很好地跟蹤輸入電壓波形。實(shí)測PF值分別為0.985和0.992。

4 結(jié) 論

本文通過分析兩種基于Boost電路的單個(gè)ADC功率因數(shù)校正的方法，簡化了傳統(tǒng)功率因數(shù)校正電路結(jié)構(gòu)。為了能夠很好地達(dá)到功率因素校正的效果，占空比的值預(yù)先計(jì)算好，并且通過平均輸出電壓環(huán)以及輸出電壓紋波環(huán)兩個(gè)閉環(huán)控制來改變相應(yīng)的占空比值。實(shí)驗(yàn)結(jié)果表明，兩種方法都能達(dá)到功率因數(shù)校正的效果，并且PF值最高可以達(dá)到0.992。

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篇9

【關(guān)鍵詞】太陽能 光伏并網(wǎng)逆變器 雙向直流變化器

太陽能取之不盡，用之不絕，是重要的可再生能源，在民用住宅光伏系統(tǒng)、交通工具以及部分軍工產(chǎn)品中得到了廣泛的應(yīng)用。近年來，太陽能也被越來越多的被用在船舶上，許多船舶上面搭載太陽能電池，利用太陽能轉(zhuǎn)化的電能為船舶提供能源。搭載太陽能電池的船舶具有經(jīng)濟(jì)性好，噪音低、振動小，可提高船舶的機(jī)動性和操縱性，有利于船舶控制環(huán)境污染等優(yōu)點(diǎn)，從而得到廣泛應(yīng)用。

本文主要研究搭載太陽能電池的船舶電源系統(tǒng)的整體設(shè)計(jì)，重點(diǎn)針對太陽能電池并網(wǎng)逆變器和雙向直流變換器環(huán)節(jié)進(jìn)行設(shè)計(jì)與分析。

1 系統(tǒng)設(shè)計(jì)

船舶行業(yè)有嚴(yán)格的建造及入級規(guī)范，將光伏系統(tǒng)應(yīng)用于大型船舶上也有相應(yīng)的規(guī)范要求。在《鋼制海船入級規(guī)范》中規(guī)定： 對于船長超過20 m的船舶，主電源應(yīng)至少由2臺發(fā)電機(jī)組組成。而在2012修改通報(bào)中更是直接明確提出太陽能電池只應(yīng)作為船舶的輔助電源。

基于以上，本文設(shè)了一種帶有直流母線的并網(wǎng)供電方式的船舶電源系統(tǒng)。系統(tǒng)結(jié)構(gòu)包括：直流匯流母線；主供電系統(tǒng)：發(fā)電機(jī)、AC/DC變換器、電動機(jī)；太陽能供電系統(tǒng)：光伏陣列、DC/DC變換器、DC/AC逆變器、電動機(jī)；蓄電池供電系統(tǒng)：蓄電池組、雙向DC/DC變換器；弱電系統(tǒng)：控制器和檢測系統(tǒng)等，如圖1。

整個(gè)船舶電源系統(tǒng)的主要工作原理：

1.1 主供電系統(tǒng)

發(fā)電機(jī)經(jīng)過AC/DC整流單元整流后向直流母線饋電，通過DC/AC逆變器將直流電能轉(zhuǎn)化為與電網(wǎng)同頻同相的交流電，為推進(jìn)系統(tǒng)提供電源。兩個(gè)發(fā)電機(jī)可獨(dú)立或并聯(lián)運(yùn)行，其中一個(gè)發(fā)電機(jī)出現(xiàn)故障時(shí)，另一個(gè)承擔(dān)主要的動力源；

1.2 太陽能供電系統(tǒng)

太陽能電池通過光伏陣列轉(zhuǎn)化為直流電，然后通過DC/DC變換器匯集至直流母線，通過DC/AC逆變器將直流電能轉(zhuǎn)化為與電網(wǎng)同頻同相的正弦交流電，為推進(jìn)系統(tǒng)提供動力；

1.3 蓄電池輔助供電系統(tǒng)

直流母線通過雙向直流變換器為蓄電池充電，作為備用電源；當(dāng)能源匱乏時(shí)蓄電池又會通過雙DC/DC變換器為直流母線反饋能量，為負(fù)載供電。

船舶主要的航行模式：純電動機(jī)模式，指完全由推進(jìn)發(fā)電機(jī)提供能量源的模式，該模式為主營運(yùn)工況；純太陽電池模式，指完全由太陽電池組供電的推進(jìn)模式；混合模式指由推進(jìn)發(fā)電機(jī)和電池組混合用于實(shí)現(xiàn)節(jié)能效果的模式。三種模式由控制系統(tǒng)實(shí)現(xiàn)不停電切換。

2 太陽能電池并網(wǎng)逆變器的設(shè)計(jì)

本文利用兩級式光伏發(fā)電原理，設(shè)計(jì)光伏并網(wǎng)逆變器。主回路采用兩級式拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，以擴(kuò)大電池板輸入電壓的范圍。

前級升壓電路采用傳統(tǒng)的Boost型的DC/DC變換電路，將太陽電池板輸入電壓升高至滿足逆變器要求的高母線直流電壓，同時(shí)完成對電池板最大功率點(diǎn)的跟蹤。逆變環(huán)節(jié)采用經(jīng)典的Boost基本電路，主要功能是將太陽電池板輸入電壓升高到滿足逆變器要求的高電壓，此輸出電壓作為下一級逆變器的輸入電壓。理想條件下Boost電路的穩(wěn)態(tài)電壓傳遞方程為v0=，占空比D

下一級的并網(wǎng)逆變器采用全橋逆變電路，如圖2所示。四個(gè)開關(guān)管組成兩個(gè)半橋，橋臂的中點(diǎn)分別經(jīng)過濾波電感L與電網(wǎng)L、N線連接，CDC為直流母線支撐電容，也是前級Boost電路的輸出濾波電容，控制回路發(fā)出PWM波驅(qū)動四個(gè)開關(guān)管，控制橋臂中點(diǎn)電壓，使并網(wǎng)電流iN與電網(wǎng)同相位，實(shí)現(xiàn)單位功率因數(shù)并網(wǎng)。電路要正常工作應(yīng)保證直流側(cè)電壓高于電網(wǎng)電壓的峰值。

通過兩級式光逆變器，將太陽能電池發(fā)出的低壓的直流電經(jīng)Boost電路，將太陽裝置輸出的電壓升高至滿足逆變器要求的高母線直流電壓，然后經(jīng)過后級的全橋逆變電路將母線直流電壓為與電網(wǎng)同頻同相的交流電，為推進(jìn)系統(tǒng)的電動機(jī)提供動力。

3 雙向直流變換器的設(shè)計(jì)

太陽能光伏系統(tǒng)在天氣不好的情況下，會存在太陽能發(fā)電補(bǔ)充不及時(shí)的情況，需要以蓄電池作為輔助供電。

本文中雙向直流變化器采用的是移相控制全橋電路拓?fù)?，其主電路圖如圖3所示。直流母線通過雙向DC/DC變換器為蓄電池充電，作為備用；當(dāng)能源匱乏時(shí)蓄電池又會通過雙DC/DC變換器為直流母線反饋能量，為負(fù)載供電。

工作原理：移相控制ZVS軟開關(guān)全橋變換器是利用變壓器的漏感或原邊串聯(lián)電感與功率開關(guān)管的寄生電容或外接電容來實(shí)現(xiàn)開關(guān)管的零電壓開關(guān)，大大提高了變換器的工作效率。

這種移相控制原副邊相同位置的開關(guān)管之間的驅(qū)動信號是相互移相的，移相角為ф，該角度不僅決定了功率流向，同時(shí)決定了所傳輸?shù)墓β蚀笮?。?dāng)ф>0時(shí)，功率由原邊向副邊傳遞，母線直流電壓向蓄電池充電；當(dāng)ф

為了提高系統(tǒng)性能，許多學(xué)者提出了很多不同的控制方法。這些研究中，每個(gè)開關(guān)管的驅(qū)動信號的占空比都是變化的。另外的幾種移相控制方式通過另外增加了橋臂之間的移相，系統(tǒng)理論分析表明這種控制方式比普通控制方式提高了系統(tǒng)的動態(tài)和穩(wěn)態(tài)性能。

通過雙向移相控制全橋變換器，可以實(shí)現(xiàn)能量的雙向流動。當(dāng)太陽光照好的時(shí)候，太陽能供電系統(tǒng)發(fā)電效率高，可以通過直流母線電壓對蓄電池進(jìn)行充電。當(dāng)陰天或黑天的時(shí)候，太陽能供電系統(tǒng)發(fā)電效率低，蓄電池中儲存的能量可以向直流母線反饋。

4 結(jié)語

本文設(shè)計(jì)了一種搭載太陽能電池的船舶電源系統(tǒng)。對太陽能電池并網(wǎng)逆變器和雙向直流變換器環(huán)節(jié)進(jìn)行設(shè)計(jì)與分析，給出了詳細(xì)的設(shè)計(jì)電路拓?fù)?。系統(tǒng)采用Boost升壓電路和全橋電路的兩級逆變器以及雙向直流變換器電路拓?fù)?，完成了對船舶電源系統(tǒng)的整體設(shè)計(jì)。

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作者簡介

曹瑋，畢業(yè)于北京交通大學(xué)電氣工程學(xué)院，現(xiàn)供職于國家知識產(chǎn)權(quán)局專利局專利審查協(xié)作江蘇中心。

篇10

關(guān)鍵詞：Boost PFC；平均電流模式；傳遞函數(shù)

中圖分類號：TP17 文獻(xiàn)標(biāo)識碼：A

1 引言

PFC（Power Factor Correction）即功率因數(shù)校正，在大多數(shù)AC-DC變換電路中，整流輸出環(huán)節(jié)通常需要采用容性濾波環(huán)節(jié)，但由于非線性元件和儲能元件的組合使用，雖然輸入的電壓為正弦波形，但輸入電流變?yōu)閿嗬m(xù)、短暫的高峰值電流脈沖，當(dāng)主電源輸出這種類型的電流時(shí)，由此產(chǎn)生的電路損耗、總諧波含量和輻射干擾都將顯著增加，PF較低。PFC的目標(biāo)是使電源的電流負(fù)載相當(dāng)于一個(gè)簡單的電阻負(fù)載，盡可能減小因電流與電壓的相位差及電流中存在的諧波分量造成的無功功率，提高PF。只要能實(shí)現(xiàn)輸入電流波形對輸入電壓波形的跟蹤，即可達(dá)到單位PF的目的。

2 電路拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)和控制方案選擇

本文采用Boost變換器拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)實(shí)現(xiàn)有源PFC，該方式有如下優(yōu)點(diǎn)：輸入電流連續(xù)，EMI?。挥休斎腚姼?，可減少對輸入濾波器的要求，并可防止電網(wǎng)對主電路的高頻瞬態(tài)沖擊；輸出電壓大于輸入電壓峰值；開關(guān)器件的電壓不超過輸出電壓值且容易驅(qū)動功率開關(guān)器件，其參考點(diǎn)（源極）電位為0V。為實(shí)現(xiàn)數(shù)字式控制，采用了dsPIC30F3010主控芯片，它輸出用于控制升壓型轉(zhuǎn)換器功率開關(guān)的驅(qū)動脈沖，并由此對直流母線標(biāo)稱電壓進(jìn)行控制以使交流線呈現(xiàn)為阻性負(fù)載。本文使用的PFC技術(shù)為平均電流模式控制，在該模式中，輸出電壓的控制是通過改變電流幅值信號的平均值來實(shí)現(xiàn)的。電流信號是通過數(shù)字計(jì)算整流輸入電壓、電壓誤差補(bǔ)償器輸出和電壓前饋補(bǔ)償器輸出的乘積來獲得的。乘以整流輸入電壓是為了使得電流信號具有與整流輸入電壓相同的波形。電流信號應(yīng)盡可能地與整流輸入電壓匹配以獲得較高的功率因數(shù)。電壓前饋補(bǔ)償器對于保持恒定的輸出功率至關(guān)重要，因?yàn)樗?fù)責(zé)對輸入電壓與其標(biāo)稱值的偏離進(jìn)行補(bǔ)償。本文設(shè)計(jì)的硬件電路結(jié)構(gòu)框圖如圖1所示，傳遞函數(shù)框圖如圖2所示。虛線框內(nèi)為dsPIC30F3010控制器部分，系統(tǒng)采用雙閉環(huán)結(jié)構(gòu)，內(nèi)環(huán)為電流隨動系統(tǒng)，外環(huán)為電壓恒值系統(tǒng)，為了實(shí)現(xiàn)控制策略，系統(tǒng)需要檢測最關(guān)鍵的三個(gè)量值：①輸入整流電壓VAC②輸入電感電流IAC③輸出電容電壓VDC。以上三個(gè)瞬時(shí)信號在主電路上檢測后經(jīng)信號調(diào)理電路送至控制器的A/D轉(zhuǎn)換口，為控制器提供實(shí)時(shí)數(shù)據(jù)。雙閉環(huán)系統(tǒng)主要工作過程如下：由輸出電壓參考信號VDCREF為電壓環(huán)提供給定值，該值與直流輸出電壓的采樣值VDC作比較并產(chǎn)生誤差信號VERR，VERR再作為PI調(diào)節(jié)器的輸入，至此構(gòu)成了電壓誤差補(bǔ)償器，該補(bǔ)償器輸出電壓VPI，但VPI并不直接作為電流環(huán)的給定值，為了使電感電流能夠跟蹤輸入整流電壓以及恒定功率控制，電流環(huán)的給定值IACREF應(yīng)為電壓前饋補(bǔ)償器的輸出值、VPI和VAC三者的乘積。IACREF與電感電流的實(shí)時(shí)采樣值進(jìn)行比較后得到電流誤差信號IERR，再經(jīng)PI調(diào)節(jié)器輸出開關(guān)占空比信號，從而控制PFC電路的開關(guān)進(jìn)行動作。輸入電壓前饋控制的目的是保持由負(fù)載確定的輸出功率恒定，而不論輸入電壓如何變化。這一補(bǔ)償器采用全數(shù)字實(shí)現(xiàn)，其實(shí)現(xiàn)過程為：計(jì)算輸入電壓的平均值，對該平均值進(jìn)行平方，并將該結(jié)果作為分母得到輸入?yún)⒖茧娏魉腿腚娏髡`差補(bǔ)償器。

結(jié)語

本文設(shè)計(jì)的基于dsPIC30F3010數(shù)字信號控制器的Boost型有源PFC實(shí)現(xiàn)方法具有一定的優(yōu)越性，工作在CCM模式能較好實(shí)現(xiàn)AC-DC變換，可以獲得較高的功率因數(shù)，輸入電流諧波含量較低，輸出電壓可以具有較好的穩(wěn)定度和平滑度，可以有較好的動態(tài)和穩(wěn)態(tài)響應(yīng)特性。尤其采用數(shù)字式控制方式，容易實(shí)現(xiàn)系統(tǒng)升級，不易受元件老化和溫漂影響，器件數(shù)量少，增加了抗干擾能力。本文旨在闡述原理，并未給出定量計(jì)算。

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