導(dǎo)語：如何才能寫好一篇buck電路，這就需要搜集整理更多的資料和文獻(xiàn)，歡迎閱讀由公務(wù)員之家整理的十篇范文，供你借鑒。

篇1

關(guān)鍵詞：Matlab；降壓斬波電路；電壓脈動(dòng)；計(jì)算機(jī)仿真

中圖分類號(hào)：TM743文獻(xiàn)標(biāo)識(shí)碼：A

文章編號(hào)：1004-373X(2008)24-031-03

Research of the buck Chopper Based on Matlab

JIANG Chunling,WANG Chunling

(Taishan University,Tai′an,271021,China)

Abstract：This is a complex problem in selecting and calculating the parameter,when designing the power electronic circuit.By using the power systems toolbox in Matlab ,users can quickly find out and analyze the results from simulation,don′tneed know the mathematics model and programming.This paper discusses the reason of voltage ripple in buck chopper output,sets up the system model in Matlab,and modifies the parameter by analysing the simulation result,in the end,it confirms the optimum parameter model.Matlab is the ideal tool used for the research and application of power electronics as a new style and high-powered language.

Keywords：Matlab;buck chopper;voltage ripple;computer simulation

1 引 言

隨著計(jì)算機(jī)技術(shù)的發(fā)展,計(jì)算機(jī)軟件為普通科研人員進(jìn)行電力系統(tǒng)仿真奠定了堅(jiān)實(shí)的基礎(chǔ)。Mathworks公司推出的基于Matlab平臺(tái)的Simulink是動(dòng)態(tài)系統(tǒng)仿真領(lǐng)域中廣為應(yīng)用的仿真集成工具之一,它在各個(gè)領(lǐng)域得到廣泛的應(yīng)用。Simulink提供了大量的功能模塊，其中的電力系統(tǒng)工具箱是專門為電力電子電路仿真設(shè)計(jì)的。在此正是利用Matlab對(duì)Buck電路進(jìn)行研究和分析。

2 Buck電路分析

降壓斬波電路（Buck Chopper）是直流斬波電路中應(yīng)用最為廣泛的一種電路形式。Buck電路用于降低直流電源的電壓，其原理電路如圖1。假設(shè)設(shè)計(jì)一個(gè)輸入E=200 V，輸出Uo=100 V，R=2 Ω的電路。

基于圖1構(gòu)建電路，但是在實(shí)際測試時(shí)發(fā)現(xiàn)電路輸出電壓的脈動(dòng)較大，圖2為L=0.1 mH，脈沖頻率f=10 kHz時(shí)的輸出電壓波形。因此，如何合理選擇參數(shù)、減小輸出脈動(dòng)，是研究和設(shè)計(jì)Buck電路的關(guān)鍵。

圖1 Buck電路

圖2 無電容時(shí)輸出負(fù)載電壓波形

圖1工作過程為在開關(guān)器件VT導(dǎo)通時(shí)有電流流經(jīng)電感L向負(fù)載供電，假定在這期間Uo不變，電感電流按直線規(guī)律從I1上升到I2，則有:

E－Uo=LI2－I1ton(1)

ton=(I2－I1)LE－Uo(2)

在開關(guān)器件VT關(guān)斷時(shí)，電感L釋放能量，維持負(fù)載電流。假定這期間電感電流按直線規(guī)律從I2下降到I1，則有:

Uo=LI2－I1toff(3)

toff=(I2－I1)LUo(4)

將ton=DT 和toff = (1-D)T（其中D為占空比）代式(1)，(3)，可得到輸出電壓Uo=DE，看到輸出電壓僅與占空比和輸入電壓有關(guān)。但實(shí)際上，電感中的電流是有變化的，將T=1f=ton+toff代入式(2)，(4)，可計(jì)算其變化量:

ΔI＝ED(1－D)fL

由此可知，正是由于電感電流的脈動(dòng)引起了輸出電壓的脈動(dòng)，為了減小輸出電壓脈動(dòng)，可以采取增大電感L或者提高頻率f的方法。而增大電感就要增大電感的體積，因此應(yīng)該合理的選擇電感值，提高斬波頻率是一種行之有效的方法。另外，如果在負(fù)載兩端并聯(lián)一電容，使得ΔiL=ΔiC，則可以使負(fù)載電流脈動(dòng)減小，從而穩(wěn)定輸出電壓。

在實(shí)際電路的設(shè)計(jì)中，電感L、電容和脈沖頻率f值的確定比較困難。而利用Matlab中的Simulink建立仿真模型，可以很方便地修改參數(shù)，直至達(dá)到設(shè)計(jì)要求。

3 建模與分析

在Simulink中建立Buck電路仿真模型如圖3所示，在模型中設(shè)置參數(shù)輸入電壓E＝200 V，R=2 Ω,取電感L=0.1 mH，電容C=100 μF，脈沖頻率f =10 kHz，為了得到輸出電壓Uo=100 V，應(yīng)選取占空比D=50 %。設(shè)置仿真時(shí)間為0.02 s，算法采用ode15s。啟動(dòng)仿真，得到輸出電壓波形如圖4所示。

圖3 Buck電路仿真模型

由圖4(b)可看出，在二極管導(dǎo)通瞬間其端電壓出現(xiàn)了尖峰，這是由于二極管導(dǎo)通瞬間電感的di/dt作用。

(1) 改變電感對(duì)輸出電壓的影響

取電感L=1 mH，脈沖頻率f=10 kHz，運(yùn)行后得到輸出電壓波形如圖5所示。與圖4(d)對(duì)比，增大電感可以減小輸出電壓的脈動(dòng)，但也會(huì)使輸出電壓平均值減小。

圖4 f=10 kHz時(shí)各信號(hào)波形

圖5 當(dāng)L=1 mH時(shí)輸出電壓波形

(2)改變電容對(duì)輸出電壓的影響

對(duì)比圖2和圖4，可以看出負(fù)載端并聯(lián)電容后，輸出電壓的脈動(dòng)大大減小，因此實(shí)用的Buck電路在負(fù)載兩端要并聯(lián)濾波電容。

(3) 改變脈沖頻率對(duì)輸出電壓的影響

取脈沖頻率f分別為5 kHz,20 kHz，仿真運(yùn)行后得到輸出電壓波形如圖6所示。

圖6 不同脈沖頻率時(shí)的輸出電壓波形

對(duì)比圖6和圖4(d)可看出，f =5 kHz時(shí)輸出電壓脈動(dòng)明顯增大；f=20 kHz時(shí)輸出電壓脈動(dòng)小，但輸出電壓平均值略有下降，說明開關(guān)頻率高，器件的開關(guān)損耗增大，同時(shí)在電感上的感抗增大。因此在提高斬波頻率的同時(shí)，應(yīng)該考慮到開關(guān)損耗對(duì)電路的影響。

通過對(duì)不同參數(shù)下電路運(yùn)行后輸出電壓的分析，最后確定參數(shù)選擇斬波頻率為10 kHz，電感L的值為0.1 mH，電容C的值為100 μF。利用Matlab構(gòu)建仿真模型來設(shè)計(jì)電力電子電路，修改電路結(jié)構(gòu)和參數(shù)方便，觀察設(shè)計(jì)的效果更直觀，并且避免了在實(shí)際電路實(shí)驗(yàn)過程中可能出現(xiàn)的器件損壞等問題。

在仿真電路中還可以加入傅里葉分析模塊，可以觀測輸出電壓直流分量，并通過傅里葉變換分析輸出電壓的諧波成分。通過運(yùn)行可以看到本電路輸出電壓的各次諧波都很小。

4 結(jié) 語

系統(tǒng)建模和仿真技術(shù)已經(jīng)日益成為現(xiàn)工科各專業(yè)進(jìn)行科學(xué)探索、系統(tǒng)可行性研究和工程設(shè)計(jì)不可缺少的重要環(huán)節(jié)。建模、仿真能力成為現(xiàn)代工程技術(shù)人員需具備的基本技能和交流工具。利用仿真軟件Matlab對(duì)降壓斬波電路進(jìn)行了研究和設(shè)計(jì)，利用該方法還能對(duì)非常復(fù)雜的電路、電力電子變流系統(tǒng)、電力拖動(dòng)自動(dòng)控制系統(tǒng)進(jìn)行建模仿真。系統(tǒng)的建模和實(shí)際系統(tǒng)的設(shè)計(jì)過程非常的相似,用戶不用進(jìn)行編程，也無需推導(dǎo)電路、系統(tǒng)的數(shù)學(xué)模型，就可以很快地得到系統(tǒng)的仿真結(jié)果，通過對(duì)仿真結(jié)果分析就可以將系統(tǒng)結(jié)構(gòu)進(jìn)行改進(jìn)或?qū)⒂嘘P(guān)參數(shù)進(jìn)行修改使系統(tǒng)達(dá)到要求的結(jié)果和性能，這樣就可以極大地加快系統(tǒng)的分析或設(shè)計(jì)過程。

參考文獻(xiàn)

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篇2

關(guān)鍵詞：直流高壓；Buck；半橋逆變；倍壓電路

中圖分類號(hào)：TN-9 文獻(xiàn)標(biāo)識(shí)碼：A 文章編號(hào)：1009-3044（2013）10-2485-03

近幾年，隨著電子電力技術(shù)的發(fā)展，新一代功率器件，如MOSFET，IGBT等應(yīng)用，高頻逆變技術(shù)的逐步成熟，出現(xiàn)了高壓開關(guān)直流電源，同線性電源相比較高頻開關(guān)電源的突出特點(diǎn)是：效率高、體積小、重量輕、反應(yīng)快、儲(chǔ)能少、設(shè)計(jì)、制造周期短。但由于高頻高壓變壓器是高頻高壓并存，出現(xiàn)了新的技術(shù)難點(diǎn)：1）高頻高壓變壓器體積減小，頻率升高，分布容抗變小，絕緣問題異常突出；2）大的電壓變化比使變壓器的非線性嚴(yán)重化，漏感和分布電容都增加，使其必須與逆變開關(guān)隔離，否則尖峰脈沖會(huì)影響到逆變電路的正常工作，甚至?xí)舸┕β势骷?）高頻化導(dǎo)致變壓器的趨膚效應(yīng)增強(qiáng)，使變壓器效率降低。鑒于上述情況，高頻高壓變壓器如何設(shè)計(jì)是目前研究的一個(gè)難點(diǎn)和熱點(diǎn)問題。該文的主要研究內(nèi)容包括BUCK電路的分析設(shè)計(jì)、半橋逆變電路分析設(shè)計(jì)、倍壓電路的設(shè)計(jì)，以及系統(tǒng)仿真研究。

1 主電路設(shè)計(jì)

1.1 主電路的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)

這里主要介紹了一種基于BUCK調(diào)壓的小功率高壓電源。該電源能實(shí)現(xiàn)零電流軟開關(guān)（ZCS），并能方便的調(diào)節(jié)輸出電壓，因?yàn)槔昧烁哳l變壓器的寄生參數(shù)，從而避免了尖峰電壓和電流。該電源的另一個(gè)特點(diǎn)是利用倍壓電路代替了傳統(tǒng)的二極管整流電路，減小了高頻變壓器的變比和寄生參數(shù)；尤其是主電路的控制采用了Buck電路和逆變電路的聯(lián)合策略，可十分方便、靈活地進(jìn)行電壓調(diào)節(jié)；采用定頻定寬的逆變電路可利用高頻變壓器的寄生參數(shù)實(shí)現(xiàn)諧振軟開關(guān)。

1.2 BUCK電路工作原理

半橋逆變電路的優(yōu)點(diǎn)是簡單，使用器件少。其缺點(diǎn)是輸出交流電壓的幅值Um僅為1/2且直流側(cè)需要兩個(gè)電容器串聯(lián)，工作時(shí)還要控制兩個(gè)電容器電壓的均衡。因此，半橋逆變電路常用于幾KW以下的小功率逆變電源。

2 控制電路分析及總結(jié)

通過該文高壓電源的設(shè)計(jì)過程，可以得到以下結(jié)論：

1）針對(duì)系統(tǒng)要求輸出電壓為0-15KV，且輸出功率為15W的情況，選用BUCK調(diào)壓電路與橋式逆變電路相組合得到高頻脈沖電壓，后經(jīng)過高頻變壓器和倍壓電路完成升壓和整流作用。

2）BUCK閉環(huán)環(huán)節(jié)使用光電耦合器HCNR201進(jìn)行電壓采樣隔離，MOSFET的隔離驅(qū)動(dòng)使用HCPL4504和UCC27321共同完成，保證驅(qū)動(dòng)電路工作的有效性和安全性。

3）逆變電路的控制電路由芯片SG3535和IR2110共同完成。SG3525控制器集成了過壓保護(hù)、過流保護(hù)、軟啟動(dòng)、欠電壓鎖定、擊穿短路保護(hù)等功能保證控制信號(hào)的準(zhǔn)確性。SG3525輸出的PWM信號(hào)通過兩片IR2110后驅(qū)動(dòng)逆變電路的兩個(gè)橋臂，這保證了驅(qū)動(dòng)信號(hào)間的死去時(shí)間，防止橋臂的直通現(xiàn)象。

4）電路設(shè)計(jì)中擯棄傳統(tǒng)工頻變壓器升壓模式，而采用高頻變壓器和倍壓電路共同完成升壓作用，在減小系統(tǒng)體積上有突出作用。

3 調(diào)試結(jié)果

4 結(jié)束語

本文介紹的一種基于BUCK調(diào)壓的小功率高壓電源，其特點(diǎn)是：1）采用了倍壓電路，減小了變壓器的變比，使其在工藝和制造上成為可能，并且能夠在一定條件下實(shí)現(xiàn)零電流軟開關(guān)，從而大大減小了開關(guān)損耗；2）該電源可以工作在110V、220V不同電壓下，因?yàn)殚_拓了國內(nèi)外市場；3）該拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)簡單，易于實(shí)現(xiàn)；4）該電源利用了DSP，實(shí)現(xiàn)了數(shù)字PI的實(shí)時(shí)控制，因而能良好的工作且實(shí)現(xiàn)遠(yuǎn)程通信。

參考文獻(xiàn)：

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篇3

【關(guān)鍵詞】氮化鎵 GaN器件 Buck變換器 驅(qū)動(dòng)電路

1 GaN功率晶體管的特性分析

以美國宜普（EPC）公司推出的增強(qiáng)型低壓GaN功率晶體管為例，其利用AlN隔離層解決了硅襯底與氮化鎵的晶格適配問題。另外，由于結(jié)構(gòu)材料特性，MOSFET 中物理存在著一個(gè)寄生的二極管，俗稱體二極管（body-diode）。顯然，由于結(jié)構(gòu)上的不一樣，GaN 功率晶體管中并不存在這樣一個(gè)體二極管。

且對(duì)比增強(qiáng)型GaN功率晶體管、MOSFET的V-I 特性曲線可知，兩者的工作模式類似，但第三象限的工作模式不同。給定的驅(qū)動(dòng)電壓下， GaN 功率晶體管保持其在第一象限的恒阻特性。

大多數(shù)場合，只需要關(guān)注功率晶體管在第一象限的特性，但由于本文要探究GaN晶體管在同步整流Buck變換器中的應(yīng)用特性，需要關(guān)注在驅(qū)動(dòng)信號(hào)建立之前器件是否反向?qū)āＧ褿aN功率晶體管中并沒有體二極管，在驅(qū)動(dòng)信號(hào)沒有建立之前，其反向工作機(jī)制能否建立是GaN功率晶體管能否在此類場合中應(yīng)用的關(guān)鍵。

2 驅(qū)動(dòng)電路設(shè)計(jì)

本次實(shí)驗(yàn)采用EPC公司生產(chǎn)的GaN晶體管epc2007，針對(duì)其對(duì)柵極電壓的要求，選用TI公司的LM5114作為驅(qū)動(dòng)芯片。LM5114內(nèi)部結(jié)構(gòu)其最大峰值灌電流達(dá)到7.6A，具有同時(shí)驅(qū)動(dòng)多個(gè)并聯(lián)晶體管的能力，能夠在低壓大電流場合發(fā)揮優(yōu)勢；兩個(gè)獨(dú)立輸出端的結(jié)構(gòu)能夠分別調(diào)節(jié)開通和關(guān)斷的速度，適合高頻應(yīng)用場合，典型的驅(qū)動(dòng)電路，該芯片電路簡單，作為單驅(qū)動(dòng)高平性能優(yōu)異。

選取LM5114作為驅(qū)動(dòng)芯片，搭建驅(qū)動(dòng)電路。原理圖如圖4所示，其中，Si8410BB為數(shù)字隔離芯片，用于驅(qū)動(dòng)信號(hào)數(shù)字地與主電路模擬地的隔離。其中A1為輸入端，與GND1組成驅(qū)動(dòng)信號(hào)回路；B1為輸出端，對(duì)應(yīng)的地位GND2；VDD1和VDD2分別為隔離前后的供電電源。DSP輸出的驅(qū)動(dòng)脈沖信號(hào)經(jīng)過濾波輸入到隔離芯片，經(jīng)過隔離后輸出給驅(qū)動(dòng)芯片LM5114的正向邏輯輸入端，地段VSS連接晶體管的源極兩個(gè)輸出端分別通過開通與關(guān)斷電阻共晶體管的柵極連接。

高工作頻率的DC-DC轉(zhuǎn)換器（同步整流Buck變換器）具有以下優(yōu)點(diǎn)：a.可以減少電容器和電感器等無源元件的尺寸，進(jìn)而減小Buck變換器的尺寸和成本；b.可以減小DC-DC轉(zhuǎn)換器的瞬時(shí)時(shí)間。需要快速轉(zhuǎn)換轉(zhuǎn)換器來跟蹤電源電壓的快速變化；c. Si功率器件無法實(shí)現(xiàn)高工作頻率轉(zhuǎn)換器，但在GaN FET等先進(jìn)功率器件可以輕松實(shí)現(xiàn)。相關(guān)參數(shù)的計(jì)算：

（1）

（2）

（3）

因此，在40V，5.1Ω和200kHz中的CCM操作中，實(shí)現(xiàn)低于5%的輸出電壓紋波，測試板的無源部件的型號(hào)由式（1）、（2）、（3）確定。最終選擇了L=4.7μH表面安裝型電感器和C=1μF硅電容器。

3 實(shí)驗(yàn)結(jié)果

根據(jù)上述設(shè)計(jì)的驅(qū)動(dòng)電路，實(shí)驗(yàn)室完成了一臺(tái)同步整流Buck變換器，其完整電路如圖6所示。

由DSP芯片TMS320F28335給出占空比約為0.5的驅(qū)動(dòng)信號(hào)。開關(guān)頻率為200kHz，開通電阻為5.1Ω，關(guān)斷電阻為1.8Ω，分別驅(qū)動(dòng)Si功率器件A1505和GaN功率器件EPC2007。圖7、圖8分別給出了不同功率器件下的驅(qū)動(dòng)波形。從波形中可以得同步整流Buck變換驅(qū)動(dòng)電路可以完成對(duì)GaN晶體管的開關(guān)控制，但其變換器的效率仍需進(jìn)一步提高。Si功率器件無法在此頻率下有效完成關(guān)斷。

篇4

關(guān)鍵詞：DC-DC變換器，自抗擾控制，Buck變換器

 

0. 引言

DC-DC變換器有兩種類型，為開關(guān)變換器和線性變換器。多年來，PWM型DC-DC開關(guān)變換器因具有靈活的負(fù)極性和多種拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)升降壓方式的特點(diǎn)以及工作效率高，操作簡單，所以在工業(yè)控制上受到了人們的青睞和廣泛的應(yīng)用。但是開關(guān)變換器是一個(gè)強(qiáng)非線性動(dòng)態(tài)系統(tǒng)，無論是基于線性反饋控制或是現(xiàn)有的PID等常規(guī)控制方法都無法對(duì)DC-DC開關(guān)變換器取得滿意的效果。隨著非線性控制理論和數(shù)字控制技術(shù)的不斷發(fā)展和日趨完善，將非線性控制理論引入到DC-DC開關(guān)變換器的控制策略中，對(duì)提高變換器的魯棒性，更快的動(dòng)態(tài)響應(yīng)以及對(duì)輸入和輸出電源和負(fù)載擾動(dòng)的良好抑制能力有著理論和實(shí)際的意義。多年來電力電子學(xué)界的國內(nèi)外專家學(xué)者一直在研究控制開關(guān)變換器的非線性控制策略，并取得了一定的成果[1]，其中由北京前沿科學(xué)研究所韓京清研究員首次提出的一種非線性魯棒控制技術(shù)[2],也就是自抗擾技術(shù)，具有算法簡單、系統(tǒng)響應(yīng)快、適應(yīng)范圍廣等特點(diǎn)，已引起國內(nèi)外控制工程界專家學(xué)者的廣泛關(guān)注和高度好評(píng)。國內(nèi)很多高校和研究所正在大力研究它在軍工和民用等諸多領(lǐng)域的應(yīng)用。

本文介紹了自抗擾控制技術(shù)在PWM型DC-DC開關(guān)變換器中的應(yīng)用。這種控制方法可以消除由于大信號(hào)或是小信號(hào)的輸入電壓和負(fù)載擾動(dòng)而引起的輸出電壓的變化。最后以其中的Buck變換器的電路為例，并對(duì)電路進(jìn)行了建模、仿真和實(shí)驗(yàn)。結(jié)果表明，該自抗擾策略具有很強(qiáng)的魯棒性、動(dòng)態(tài)響應(yīng)快等優(yōu)點(diǎn)。

1.自抗擾控制器

經(jīng)典PID控制器是用參考輸入和被控量的誤差及其微分﹑積分的線性組合來產(chǎn)生控制信號(hào)的，然而在實(shí)際運(yùn)用中，參考輸入經(jīng)常不可微，甚至不連續(xù)，而輸出信號(hào)的測量又經(jīng)常被噪聲污染，因此誤差信號(hào)按經(jīng)典意義經(jīng)常在不可微或其微分信號(hào)被噪音的導(dǎo)數(shù)淹沒。在實(shí)際電路中，一般采用差分或是超前網(wǎng)絡(luò)近似實(shí)現(xiàn)微分信號(hào)，該方法對(duì)噪音有很強(qiáng)大的放大作用，使微分信號(hào)失真而不能用，而“線性組合”常引起快速性和超調(diào)量之間的矛盾。自抗擾控制通過引入積分串聯(lián)型跟蹤微分器來提取合理的微分信號(hào)，并使用合適的非線性組合，以改進(jìn)經(jīng)典PID控制，提高自身的適應(yīng)性和魯棒性。自抗擾控制主要針對(duì)如下一類對(duì)象： y(n) = f (y , ,?, y (n- 1) , t) ，其中f為未知模型攝動(dòng)及擾動(dòng)的作用量。自抗擾控制器由跟蹤—微分器（TD），擴(kuò)張狀態(tài)觀測器（ESO），非線性狀態(tài)誤差的反饋控制率（NLSEF）構(gòu)成，整個(gè)控制器僅需要系統(tǒng)的輸入量和輸出量作為信息來源。自抗擾控制器的實(shí)質(zhì)是由擴(kuò)張狀態(tài)觀測器產(chǎn)生不確定模型f對(duì)輸出作用的補(bǔ)償量，以使對(duì)象的不確定性在反饋中加以抵消，從而達(dá)到重新構(gòu)造對(duì)象的目的，所以說擴(kuò)張狀態(tài)觀測器是整個(gè)自抗擾控制的關(guān)鍵。以二階受控對(duì)象為例 ,自抗擾控制器的結(jié)構(gòu)如圖1所示。非線性跟蹤-微分器的參考輸入產(chǎn)生2個(gè)輸出和,其中為參考輸入的跟蹤信號(hào),是根據(jù)對(duì)象能力與控制需要安排的光滑過渡過程 ,而跟蹤的微分?？萍颊撐?。實(shí)際上是的“廣義微分”，是一種“品質(zhì)”很好的微分。TD除了跟蹤參考輸入信號(hào)，安排預(yù)期過程外，其主要作用還在于柔化的變化以減少控制過程中的超調(diào)量。擴(kuò)張狀態(tài)觀測器由系統(tǒng)輸出產(chǎn)生3個(gè)信號(hào):、、,其中為的跟蹤信號(hào),為的微分信號(hào),為對(duì)系統(tǒng)模型和外擾動(dòng)的估計(jì)?？萍颊撐摹７蔷€性組合器由偏差和微分偏差產(chǎn)生基本非線性控制量, 然后用補(bǔ)償總擾動(dòng)而產(chǎn)生最終控制量。

2. Buck開關(guān)變換器的建模

PWM型DC-DC開關(guān)變換器是一非線性和不連續(xù)的系統(tǒng)，這使得對(duì)它建模成為一個(gè)十分困難的問題。從目前的研究情況來看，借助現(xiàn)代控制論的系統(tǒng)建模方法，對(duì)電力電子拓?fù)渚W(wǎng)絡(luò)建模是一條有效途徑。從微分幾何的角度來考慮這個(gè)問題，本文以Buck開關(guān)變換器為研究對(duì)象，其電路拓?fù)淙鐖D2所示。

圖 2 Buck電路拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)

為簡單起見，假定開關(guān)是理想的和同時(shí)認(rèn)為狀態(tài)轉(zhuǎn)換是瞬間完成，本文僅研究電感電流連續(xù)工作的狀態(tài)(CCM)下運(yùn)行的buck變換器，即輸出電感T的電流在整個(gè)開關(guān)管S關(guān)斷周期中都存在。從以上的圖中的拓?fù)潆娐分?，可以分別寫出Buck變換器導(dǎo)通和關(guān)斷2個(gè)階段的狀態(tài)方程。在1個(gè)開關(guān)周期內(nèi)利用狀態(tài)空間平均法對(duì)Buck電路建?？梢缘玫?個(gè)關(guān)于輸出電壓和開關(guān)頻率的非線性狀態(tài)方程。PWM控制中的占空比與自抗擾控制中的控制量是等價(jià)的。描述DC-DC開關(guān)變換器的微分方程一般可設(shè)為：

S導(dǎo)通時(shí)的狀態(tài)方程為：

+ (1)

S關(guān)斷時(shí)的狀態(tài)方程為：

+ (2)

對(duì)式(1)和式(2)用時(shí)間平均得到Buck變換器的狀態(tài)平均方程如下：

+ (3)

在式(3)中,代表輸出電壓,D代表占空比;代表電感電流;代表輸入電壓。科技論文。當(dāng)然在實(shí)際的系統(tǒng)中，對(duì)Buck變換器建模時(shí)，還應(yīng)該考慮器件的寄生元件，包括電感電阻和電容電阻等。在式(3)中并沒有這些寄生參數(shù)，如電容寄生電阻和電感寄生電阻等，可以把他們看成是系統(tǒng)的內(nèi)擾，同時(shí)將電源和電壓的波動(dòng)看成是系統(tǒng)的外擾。自抗擾控制的優(yōu)勢就是不用考慮內(nèi)外擾的影響，利用由擴(kuò)張狀態(tài)觀測器產(chǎn)生不確定模型f對(duì)輸出作用的補(bǔ)償量，以使對(duì)象的不確定性在反饋中加以抵消，從而達(dá)到重新構(gòu)造對(duì)象的目的。

3.自抗擾控制器數(shù)字仿真

為了驗(yàn)證自抗擾控制器的可行性，采用MATLAB中的Simulink對(duì)上述的控制方法進(jìn)行仿真。電路仿真的參數(shù)設(shè)定為:L=270mH;C=10uF;額定負(fù)載R=5;額定輸入電壓為8V;參考輸出電壓為4V，其仿真結(jié)果表明，自抗擾控制策略對(duì)電源輸入和負(fù)載電流干擾具有很強(qiáng)的抑制能力，動(dòng)態(tài)響應(yīng)快；雖然輸入電壓和負(fù)載變化時(shí)的輸出電壓有波動(dòng)，但是很微小，并且能在極短的時(shí)間內(nèi)恢復(fù)。

4. 結(jié)論

本文應(yīng)用自抗擾控制器,實(shí)現(xiàn)了PWM型DC-DC開關(guān)變換器對(duì)輸入電壓和負(fù)載變化具有良好的抑制能力，即輸出電壓只同給定參考輸出有關(guān)。具有較強(qiáng)的魯棒性，而且可以克服高頻抖振現(xiàn)象，總諧波失真小，是一種可行的適應(yīng)性好的非線性控制方案。

參考文獻(xiàn)

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篇5

組成及作用：

1. GENIV2003KHPA電源系統(tǒng)的組成如圖1所示。

2. GENⅣ2003KHPA電源系統(tǒng)各部分作用如下：

（1） 瞬時(shí)干擾抑制器A8：用于抑制饋送到電源系統(tǒng)交流電路的瞬時(shí)高幅度電壓；

（2） 電磁干擾濾波器EMI FL1：用于減小開關(guān)電源反饋到交流輸入電源的傳導(dǎo)噪音；

（3） 電路斷路器CB1：KHPA主電源開關(guān)；

（4） 交流側(cè)面板A1：

a） 分步啟動(dòng)電路：用于把來自交流電源的浪涌電流限制在高壓開啟期間穩(wěn)定值的180%以下；

b） +24VDC電源PS1：為GENⅣ2003KHPA提供穩(wěn)定的24V直流電壓；

（5） 缺相檢測器A7：用于檢測交流輸入電源的三相供電是否缺相；

（6） 輸入整流濾波器：對(duì)輸入交流電壓進(jìn)行整流濾波；

（7） 電源處理器A3：用于把直流電壓轉(zhuǎn)換成50KHz的交流電壓；

（8） 高壓變壓器/整流器A4：把50KHz的交流電壓升壓，并經(jīng)高壓整流輸出束電壓、燈絲電壓和收集極電壓；

（9） 高壓濾波器A5：將經(jīng)高壓整流的束電壓、燈絲電壓和收集極電壓進(jìn)行濾波，減小直流電壓的紋波，以滿足速調(diào)管的供電要求；

（10） 電源處理控制器A2：電源系統(tǒng)的微處理器，可通過CAN總線與前面板控制器和射頻控制器進(jìn)行通訊，主要功能是：

控制分步啟動(dòng)電流接觸器K1、K2；

控制束電壓按先后順序接通和關(guān)斷；

調(diào)整控制束電壓和燈絲電壓；

監(jiān)測電源的模擬和數(shù)字輸入的各種參數(shù)；

監(jiān)測電源的故障條件，如果發(fā)生了一個(gè)與電源相關(guān)的故障，例如像高體電流，電源處理控制器會(huì)立刻關(guān)斷高壓。

電源系統(tǒng)工作原理分析

為了便于分析GENⅣ2003KHPA電源系統(tǒng)工作原理，本文對(duì)GENⅣ2003KHPA電源系統(tǒng)電路原理圖進(jìn)行了分類歸納和整理，詳見圖2 GENⅣ2003KHPA電源系統(tǒng)工作原理框圖。

1. GENⅣ2003KHPA電源系統(tǒng)簡單工作過程

GENⅣ2003KHPA為三相四線380VAC供電，要求交流電壓應(yīng)為380VAC±10%和50Hz±3Hz。

交流輸入電源從J1連接到瞬時(shí)干擾抑制器A8，再經(jīng)電磁干擾濾波器EMI FL1送到裝在前面板上的主源開關(guān)CB1上。交流電源再通過分步啟動(dòng)電路（Step Start Section）A1，然后經(jīng)整流和濾波后再送到電源處理器A3。

電源處理器A3把直流電壓轉(zhuǎn)換為50KHz交流電壓加到A4板（高壓變壓器T1和整流器BR2）。高壓整流器BR2輸出的束電壓、燈絲電壓和收集極電壓，送到高壓濾波器/反饋板A5，經(jīng)采樣和濾波后送至射頻模塊內(nèi)的速調(diào)管。束電壓和燈絲電壓的取樣值從A5板反饋到電源處理控制器A2，束電壓、束電流、管體電流、燈絲電壓和燈絲電流可通過內(nèi)嵌的控制系統(tǒng)進(jìn)行監(jiān)測。

束電壓和燈絲電壓在微處理器的控制下，束電壓可以從1KV到速調(diào)管標(biāo)示牌電壓值之間調(diào)整，同樣地，燈絲電壓也可以從0V到速調(diào)管標(biāo)示牌電壓值之間調(diào)整。當(dāng)所需輸出功率小于額定功率時(shí)，節(jié)電模式能適時(shí)調(diào)整束電壓低于標(biāo)示牌值。同樣，燈絲電壓也能自動(dòng)減小，以延長陰極的壽命。當(dāng)不需要KHPA長時(shí)間工作，但又需要在幾秒內(nèi)能完全開啟時(shí)，采用1KV熱備份模式也可以延長速調(diào)管的壽命。

2. GENⅣ2003KHPA電源系統(tǒng)工作原理

（1）分步啟動(dòng)電路（Step Start Section）A1

它包括了輸入濾波器A6中的電容器C1和C2，最初交流電壓通過電流接觸器K1和電阻R2、R3加到A6，因此能限制充電電流。1秒之后濾波電容被充電80%，主電流接觸器K2閉合，分步啟動(dòng)交流接觸器K1打開。軟啟動(dòng)在燈絲加熱結(jié)束后可自動(dòng)啟動(dòng)。

直流電源PS1為分步啟動(dòng)控制電路和電源風(fēng)機(jī)B1提供24V直流電壓。

（2）輸入濾波器（Input Filter）A6（包括電感L1、L2）

三相交流輸入電壓整流濾波器包括二個(gè)電感L1、L2和安裝在PCB上的四個(gè)電容器C1-C4組成。對(duì)于380-408VAC輸入，需連接跳線JP3，采用串/并聯(lián)連接，電阻R1-R4可確保C1-C4均分直流電壓。在待機(jī)和電源關(guān)斷（Standby Mode or Power OFF）時(shí)，電容器C1-C4能通過R1-R4連續(xù)放電。

（3）電源處理器A3

輸入濾波器A6輸出的經(jīng)整流的直流電壓送到電源處理器A3。當(dāng)交流輸入為380VAc時(shí)，A6（J3、J4）輸出的500~530VDC直流電壓連接到A3的J1、J2。A3再把500-530V直流變換為幅度360V、工作頻率為50KHz的方波，經(jīng)A3的J3、J4再送到高壓變壓器/高壓整流器A4內(nèi)的升壓變壓器T1。

電源處理器A3由BUCK開關(guān)電源和H-橋IGBTs兩級(jí)組成。

電源處理器A3的功率管主要采用IGBT（Insulated Gate Bipolar Transistor）絕緣柵雙極型功率管，它是由BJT（雙極型三極管）和MOS（絕緣柵型場效應(yīng)管）組成的復(fù)合全控型電壓驅(qū)動(dòng)式電力電子器件, 兼有MOSFET的高輸入阻抗和GTR的低導(dǎo)通壓降兩方面的優(yōu)點(diǎn)。GTR飽和壓降低，載流密度大，但驅(qū)動(dòng)電流較大；MOSFET驅(qū)動(dòng)功率很小，開關(guān)速度快，但導(dǎo)通壓降大，載流密度小。IGBT綜合了以上兩種器件的優(yōu)點(diǎn)，驅(qū)動(dòng)功率小而飽和壓降低。

BUCK開關(guān)電源有兩個(gè)交叉部分組成，每個(gè)部分有兩只交替工作IGBT（Q1/Q2和Q3/Q4），即每次只有一只IGBT（Q1或Q2和Q3/或Q4）工作。通過門激勵(lì)變壓器T1和T2提供的工作頻率為25KHz的同相激勵(lì)信號(hào)，可在束電壓20%到90%范圍內(nèi)不斷調(diào)整到所需的束電壓。這樣使得每個(gè)交叉部分的工作頻率為50KHz（兩只交替工作的IGBT，每只工作頻率為25KHz），因此BUCK開關(guān)電源的實(shí)際工作頻率為100KHz（兩個(gè)交叉部分，每部分工作頻率為50KHz）。

快速恢復(fù)整流二極管CR3-4和CR1-2、8-9和電感L1、L3，、電容C3-4，以及電阻R5-6，R9-10、R24-27共同為BUCK開關(guān)電源提供軟轉(zhuǎn)換條件。

電流傳感變壓器T5-T8、電阻R19-R20和二極管CR14-CR21能檢測到BUCK開關(guān)電源L2L4上的直流電流，并把它送到電流控制環(huán)路和保護(hù)電路。

H-橋IGBTs由四對(duì)IGBT并聯(lián)組成。通過門激勵(lì)變壓器T3-T4（工作頻率50KHz，間歇時(shí)間2s）提供異相激勵(lì)信號(hào)供給IGBTs，Q5、Q6和Q11、Q12或Q9、Q10和Q7、Q8交替工作。電流傳感變壓器T9、電阻R21和二極管CR10-CR11將檢測到的輸出BUS電流，送至H-橋IGBTs過流比較器。諧振電絡(luò)中電容C5-C8和電感L5-L6可為H-橋IGBTs提供小電流關(guān)斷條件。

二極管CR5-CR7可以把BUCK開關(guān)電源的輸出電壓鉗制到輸入電壓，以便在BUCK開關(guān)電源短路時(shí)，保護(hù)H-橋IGBTs電路不過壓。

（4）高壓變壓器/高壓整流器（High Voltage Transformer/Rectifier）A4

高壓變壓器/高壓整流器A4可以把電源處理器A3輸出的360VAC/50KHz方波信號(hào)升壓到10KVAC左右，然后再進(jìn)行整流送到高壓濾波器A5。此外A4的另一路輸出信號(hào)被送到電源處理控制器A2，用作束電流監(jiān)測。

（5）高壓濾波器（High Voltage Filter）A5

高壓濾波器A5能對(duì)高壓變壓器/高壓整流器A4輸出的直流電壓進(jìn)行濾波。A4輸出直流電壓的紋波大約為20Vp-p，經(jīng)A5濾波后紋波大約減少到1Vp-p。經(jīng)濾波后的直流高壓可直接接到速調(diào)管。

A5（J1）接到電源處理控制器A2（J3），通過（A5）J1和（A2）J3之間連接，能傳輸來自和到A2的信號(hào)。

高壓濾波器模塊A5由高壓濾波部分、反饋/監(jiān)測部分和燈絲電源部分組成。

高壓濾波器模塊A5包含有粗濾波器C1-C4和跟隨的由電感L1-L2和電容C5-C6組成的細(xì)濾波網(wǎng)絡(luò)（用于陰極/燈絲）、L4和C15（用于COL3），以及L5和C16（用于COL2）。火花間隙SG1-SG4可保護(hù)電感L1、L2、L4和L5，免受高壓電弧影響。電流傳感器T1、二極管CR1-CR4、電阻R21-R22和齊納二極管CR15構(gòu)成高壓電弧檢波器（A5J1的29/30 HV-ARC的輸出送到電源處理控制器A2）。電阻R24上的跨接電壓可以自動(dòng)檢測平均的體電流（A5J1的27/28 BODY CURR的輸出送到電源處理控制器A2）。

經(jīng)高壓分壓器R17、R19得到的束電壓監(jiān)測，由A5J1的21/22（（BEAM VOLT）

輸出到電源處理控制器A2。

經(jīng)高壓分壓器R18、R20和高壓電容C7（20pF）得到束反饋電壓。由A5J1的25/26（BEAM FDBK）輸出到電源處理控制器A2。

速調(diào)管燈絲直流電壓是由來自電源處理控制器A2的直流和交流信號(hào)產(chǎn)生的。幅度為30VAC到40VAC之間的50KHz方波異相信號(hào)被送到A5J1的DRV A和DRV B，加到變壓器T2初級(jí)線圈的1端和4端。電源處理控制器A2也提供一個(gè)約為20VDC的直流電壓加到A5J1的CT端，并送到變壓器T2的中心頭2/3端。變壓器T2次級(jí)線圈輸出的交流信號(hào)，經(jīng)整流和濾波后，送到速調(diào)管燈絲E7、E8端子。變壓器T2（5端和6端）的輸出除被反饋到燈絲電壓可調(diào)節(jié)穩(wěn)壓電路外，也還被送測燈絲電壓監(jiān)測電路。

電容器C13-C14與電阻R31-R32和齊納二極管CR22-CR23一起可箝制和濾除在高壓打火期間高壓電纜產(chǎn)生的噪音，以保護(hù)高壓互鎖的輸入不過壓。

（6）電源處理控制器（Power Processor Controller ）A2

電源處理控制器A2工作原理分析如下：

a） 束電壓調(diào)節(jié)

調(diào)節(jié)回路工作在平均電流模式。它有兩個(gè)反饋回路：主電壓反饋回路和兩個(gè)局部電流反饋回路。在工廠設(shè)定的電壓反饋工作模式下（JP15的1和2相連），兩個(gè)BUCK電流反饋回路可使BUCK開關(guān)電源能像受控電流源一樣，為H-橋IGBTs提供幅度恒定的直流電流。

在A2J3（25/26頭）上，來自高壓濾波器A5的束電壓反饋信號(hào)，與差分放大器U2的參考電壓相比較。U2的輸出可作為電流差分放大器U1A和U1B的參考值，并送到PWM控制器U3和U4，以使BUCK開關(guān)電源連續(xù)變換。MOSFET激勵(lì)器U5-U6和U39-U40能提供激勵(lì)信號(hào)，通過裝在電源處理器A3上的門激勵(lì)變壓器，能為BUCK IGBTs提供激勵(lì)信號(hào)。

H-橋控制器U7工作在固定的占空因數(shù)（通過調(diào)整R21可到80%），其標(biāo)稱工作頻率為100KHz（可調(diào)整R78）。MOSFET推動(dòng)級(jí)U10-U13可以通過裝在電源處理板上的門激勵(lì)變壓器，以推動(dòng)H-橋IGBTs。

來自U7-12腳的100KHz同步信號(hào)用于產(chǎn)生50KHz的時(shí)鐘供給燈絲電源HTR P/S（對(duì)應(yīng)于U14-5和U14-6），從用于產(chǎn)生50KHz的同步信號(hào)供給交替工作的BUCK開關(guān)電源（對(duì)應(yīng)于U9-6和U9-8）。SYNC A和SYNC B用于Buck A和Buck B每間隔半個(gè)周期同相轉(zhuǎn)換一次。

b） 燈絲電源（Heater Power Supply）

燈絲電源HTR P/S是一個(gè)推挽式開關(guān)變換器，變換頻率為50KHz，固定能率接近100%。電流通過L1饋送到從穩(wěn)壓電源的直流總線通過L1饋送到A5燈絲變壓器T2。MOSFET晶體管Q1、Q2驅(qū)動(dòng)裝在高壓濾波板上（HV Filter Board）的燈絲變壓器T2（HTR XFMR）。來自高壓濾波板的HTR燈絲反饋電壓與U16-B差分放大器的參考電壓相比較，差分放大器的輸出可驅(qū)動(dòng)可調(diào)節(jié)的電壓穩(wěn)壓器U41。通過改變饋送到燈絲變壓器T2中心頭的電壓，穩(wěn)壓器U41可控制燈絲電源（HTR P/S）的輸出。燈絲電流從跨接在燈絲變壓器初級(jí)的電阻R88、R89上取樣。燈絲電流取樣饋送到放大器U19用于監(jiān)測，饋送到放大器U16-A用于電流抑制。穩(wěn)壓器U41自身有內(nèi)部電流抑制，殘余的可用外部電流抑制電路抑制（見上述）。電流抑制可用于限制燈絲電流浪涌，以及可保護(hù)燈絲電源。

與電源處理控制器相關(guān)聯(lián)的門閉鎖故障如下：

Buck A過流：來自電源處理器A3 BUCK開關(guān)電源輸出變壓器T5、T7檢測電路，送至電源處理控制器A2的門閉鎖保護(hù)電路，經(jīng)比較器U18-A推動(dòng)D觸發(fā)器U20-A，除供指示器DS1外，并送至U30（CPU）；

Buck B過流：來自電源處理器A3 BUCK開關(guān)電源輸出變壓器T6、T8檢測電路，送至電源處理控制器A2的門閉鎖保護(hù)電路，經(jīng)比較器U18-B推動(dòng)D觸發(fā)器U20-B，除供指示器DS2外，并送至U30（CPU）；

BUS過流（即橋過流Bridge Over Current）：來自電源處理器A3 H-橋輸出變壓器T9檢測電路，送至電源處理控制器A2的門閉鎖保護(hù)電路，經(jīng)比較器U18-C推動(dòng)D觸發(fā)器U20-C，除供指示器DS3外，并送至U30（CPU）；

+15V電壓低：來自A1 PS1電源的+24VDC電壓送至電源處理器A2，經(jīng)+15VDC穩(wěn)壓器輸出后送至比較器U18-D推動(dòng)D觸發(fā)器U21-D，除供指示器DS4外，并送至U30（CPU）；

加到四重比較器U18的公共參考電壓為2.5Vdc。比較器輸出達(dá)到一個(gè)故障條件以下的邏輯低電平，可調(diào)整雙D觸發(fā)器U20、U21電路的門閉鎖。比較器輸出達(dá)到一個(gè)故障條件以上的邏輯低電平，門閉鎖激勵(lì)指示器（LED發(fā)紅光DS1-4），這有利于處理故障。任何門閉鎖故障都可以立刻關(guān)斷電源處理器A3。需要復(fù)位信號(hào)（PP RESET）用來清除任何門閉鎖故障。

跳線JP1允許在檢測高壓電弧時(shí)，選擇快速電源處理器禁止。這有兩種工作模式，電壓或電流模式。電壓模式是工廠確省模式。電流模式將來會(huì)用，但目前從未被選擇。

對(duì)于電弧檢測，電源處理器的切換時(shí)間不能大于20ms，允許加到速調(diào)管的高壓衰減到零伏，從而熄滅電弧。20ms之后，電源重新啟動(dòng)返回到原先的水平，并在25ms內(nèi)完全修復(fù)。

c） 模擬信號(hào)監(jiān)測

被監(jiān)測的模擬信號(hào)如下：

燈絲電流：來自高壓濾波器A5燈絲變壓器T2初級(jí)取樣電阻R88、R89的燈絲檢測電流，經(jīng)運(yùn)放U19，送至U30，做燈絲電流滿刻度和偏置校正（滿刻度4.096 VDC為10A）；

燈絲電壓：來自高壓濾波器A5燈絲變壓器T2燈絲電壓檢測信號(hào)，送至電源處理控制器A2，經(jīng)運(yùn)放U45-A，做燈絲電壓滿刻度和偏置校正（滿刻度4.096 VDC為10V）；

束電流：來自高壓變壓/整流器A4高壓變壓器的束電流檢測信號(hào)，送至電源處理控制器A2，經(jīng)運(yùn)放U45-B，送至U30，做束電流滿刻度和偏置校正（滿刻度4.096 VDC為4A）；

束電壓：來自高壓濾波器A5束電壓取樣電路R17、R19束電壓檢測信號(hào)，送至電源處理控制器A2，經(jīng)運(yùn)放U45-D，送至U30，做束電壓滿刻度和偏置校正（滿刻度4.096 VDC為12KV）；

體電流：來自高壓濾波器A5體電流取樣電路R23、R24體電流檢測信號(hào), 送至電源處理控制器A2，經(jīng)運(yùn)放U45-C，送至U30，整體電流滿刻度和偏置校正運(yùn)（滿刻度（4.096 VDC為80mA）；

在滿足以上電壓或電流滿刻度條件之后，模擬信號(hào)被饋送到微處理器U30。但必需要用軟件做定標(biāo)和偏置，定標(biāo)和偏置可在前面板顯示器中的工程功能屏“Engineering Functions”上進(jìn)行。

d） 互鎖聯(lián)動(dòng)裝置

GENIV 2003KHPA有如下幾個(gè)互鎖聯(lián)動(dòng)裝置：

高壓互鎖：來自高壓濾波器A5E13、E14的高壓互鎖檢測信號(hào)，送至電源處理控制器A2的光電耦合器IS02送至U30，然后再送至或非門U24-C,經(jīng)與門U25B.C.D,送至（PWM）U3、U4、U7，經(jīng)邏輯判斷后，決定是否關(guān)斷電源處理器A3BUCK開關(guān)電源和BUS H-橋的門激勵(lì)；

蓋互鎖：蓋互鎖故障可以不用，直接短接J5-23和J5-24，蓋互鎖檢測信號(hào)，送至電源處理控制器A2的光電耦合器IS01送至U30，然后再送至或非門U24-C,經(jīng)與門U25B.C.D,送至U3、U4、U7，經(jīng)邏輯判斷后，決定是否關(guān)斷電源處理器A3BUCK開關(guān)電源和BUS H-橋的門激勵(lì)；

CAN互鎖1和CAN互鎖2：CAN互鎖1和CAN互鎖2檢測信號(hào)送至或非門U24-D，經(jīng)與門U25-B送至U25-C.D，再送至U3、U4、U7，經(jīng)邏輯判斷后，決定是否關(guān)斷電源處理器A3 BUCK開關(guān)電源和BUS H-橋的門激勵(lì)；

互鎖裝置失鎖會(huì)導(dǎo)致產(chǎn)生一個(gè)故障條件，并通過邏輯門電路立刻關(guān)斷電源處理器A3。

e） 系統(tǒng)狀態(tài)信號(hào)

如下系統(tǒng)狀態(tài)信號(hào)來源于電源處理控制器A2：

K1狀態(tài)（分步啟動(dòng)繼電器K1）：交流接觸器K1的邏輯低電平送至反相器U22-A和開關(guān)管Q12進(jìn)行電平轉(zhuǎn)換后送至CPU，以顯示分步啟動(dòng)繼電器K1的工作狀態(tài)；

K2狀態(tài)（分步啟動(dòng)繼電器K2）：交流接觸器K2的邏輯低電平送至反相器U22-B和開關(guān)管Q13進(jìn)行電平轉(zhuǎn)換后送至CPU，以顯示分步啟動(dòng)繼電器K2的工作狀態(tài)；

風(fēng)機(jī)故障：來自電源風(fēng)機(jī)B1電路的風(fēng)機(jī)故障信號(hào)，送至反相器U22-C進(jìn)行電平轉(zhuǎn)換后送至CPU，以顯示風(fēng)機(jī)B1的工作狀態(tài)；

缺相故障：來自缺相檢測電路A7的缺相故障信號(hào)，送至反相器U23-A.B進(jìn)行電平轉(zhuǎn)換后送至CPU，以顯示三相交流輸入電源的工作狀態(tài)；

交流故障：來自A1 PS1的24VDC檢測信號(hào)，送至反相器U23-C.D進(jìn)行電平轉(zhuǎn)換后送至CPU，以顯示+24VDC電源的工作狀態(tài)；

系統(tǒng)狀態(tài)故障被饋送到微處理器U30，通過軟件會(huì)影響電源系統(tǒng)的工作。狀態(tài)改變到控制器響應(yīng)之間的延時(shí)時(shí)間為幾毫秒。

f） 系統(tǒng)激勵(lì)信號(hào)

如下系統(tǒng)激勵(lì)信號(hào)產(chǎn)生于電源處理控制器A2,通過系統(tǒng)連接線，系統(tǒng)激勵(lì)信號(hào)被送到它們各自的目的地。

K1激勵(lì)（分步啟動(dòng)繼電器K1）：來自A2（CPU）U30的K1 DRV邏輯高電平經(jīng)反相器U47-A.B送至指示器DS5，然后由開關(guān)管Q4、繼電器K1組成的分步啟動(dòng)電路為交流接觸器K1提供0-24VDC的驅(qū)動(dòng)電壓；

K2激勵(lì)（分步啟動(dòng)繼電器K2）：來自A2（CPU）U30的K1 DRV邏輯高電平經(jīng)反相器U47-C.D送至指示器DS6，然后由開關(guān)管Q5、繼電器K2組成的分步啟動(dòng)電路為交流接觸器K2提供0-24VDC的驅(qū)動(dòng)電壓；

風(fēng)機(jī)復(fù)位（BLOWER RESET）：來自A2（CPU）U30的風(fēng)機(jī)復(fù)位邏輯高電平經(jīng)反相器U22-E送至指示器DS8，然后由開關(guān)管Q5為電源風(fēng)機(jī)B1提供風(fēng)機(jī)復(fù)位驅(qū)動(dòng)信號(hào)；

PFC ON（功率因數(shù)校正/開啟功能）：國際電工委員會(huì)IEC61000-3-2標(biāo)準(zhǔn)，對(duì)用電設(shè)備輸入電流的諧波含量作了嚴(yán)格的限制，因此必須在用電設(shè)備的輸入端加入一級(jí)功率因數(shù)校正（Power Factor Correction，PFC）裝置，以提高輸入端的功率因數(shù)。GENⅣ2003KHPA電源系統(tǒng)目前沒使用PFC，未來使用；

PFC RESET（功率因數(shù)校正/復(fù)位功能，未來使用）；

篇6

【關(guān)鍵詞】直流變換器 狀態(tài)空間平均法 模型優(yōu)化

一、引言

輸入輸出不共地三電平Buck直流變換器相對(duì)于二電平直流變換器雖具有以下優(yōu)點(diǎn)：開關(guān)管、續(xù)流二極管的電壓應(yīng)力減半，濾波電感，濾波電容大大減小，但其拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)決定的輸入輸出不共地情況，使其應(yīng)用范圍受到限制。而改進(jìn)型的三電平Buck直流變換器不但能保留上述優(yōu)點(diǎn)，還能使其輸入輸出共地。如果能對(duì)其準(zhǔn)確地建模，無疑是對(duì)其分析設(shè)計(jì)起到關(guān)鍵性作用。本文將對(duì)改進(jìn)型的三電平Buck直流變換器進(jìn)行建模研究，為直流變換器的設(shè)計(jì)和分析作一定的基礎(chǔ)工作。其方法也可以類推其它類型開關(guān)變換器。

二、改進(jìn)型的三電平Buck直流變換器的工作原理與建模

（一）電路拓?fù)浼肮ぷ髂B(tài)

其工作電路圖如圖1，和的驅(qū)動(dòng)信號(hào)相差。為負(fù)載。為分析方便，先作幾點(diǎn)假設(shè)：、、、均為理想元件；電感、電容也為理想元件；足夠大以保證輸出電壓中的紋波與輸出電壓的比值小到允許忽略。

（二）建模分析

DC-DC變換器的建模方法較多，這里采用狀態(tài)空間平均法。因?yàn)檫@種方法是平均法的一階近似，其物理概念清楚，可利用線性電路和古典控制理論對(duì)DC-DC變換器進(jìn)行穩(wěn)態(tài)和小信號(hào)分析。在建模之前作三點(diǎn)假設(shè)：1交流小信號(hào)的頻率應(yīng)遠(yuǎn)遠(yuǎn)小于開關(guān)頻率（低頻假設(shè)）；2變換器的轉(zhuǎn)折頻率遠(yuǎn)遠(yuǎn)小于開關(guān)頻率（小紋波假設(shè)）；3電路中各變量的交流分量的幅值遠(yuǎn)遠(yuǎn)小于相應(yīng)的直流分量（小信號(hào)假設(shè)）。在實(shí)際的DC-DC變換器中，開關(guān)頻率較高，很易滿足以上三點(diǎn)假設(shè)條件。在三點(diǎn)假設(shè)的前提條件下，忽略開關(guān)頻率及其邊頻帶，開關(guān)頻率諧波與其邊帶，引入開關(guān)周期平均算子

是變換器中某電量，這里指、和、，為開關(guān)周期，。對(duì)電量進(jìn)行開關(guān)周期平均運(yùn)算后，占空比可劃分為兩個(gè)區(qū)域：和。下面就以為例，來用狀態(tài)空間平均法建立電感電流連續(xù)模式下的數(shù)學(xué)模型。其、的驅(qū)動(dòng)信號(hào)圖如圖3。下面對(duì)一個(gè)開關(guān)周期分析其工作過程。

在時(shí)，開關(guān)管、導(dǎo)通，二極管、截止，電壓源給電感充磁。電路工作在模態(tài)1，該模態(tài)在整個(gè)工作周期內(nèi)運(yùn)行時(shí)間為，其中為開關(guān)周期，，兩端的電壓為，電容為，得到如下狀態(tài)方程：

在時(shí)，開關(guān)管關(guān)斷，仍舊導(dǎo)通，導(dǎo)通，截止，放電，電感釋放磁場能，電路工作在模態(tài)2，該模態(tài)在整個(gè)工作周期內(nèi)運(yùn)行時(shí)間為 ，匯總后進(jìn)而可求得從輸入到輸出的傳遞函數(shù)為：

對(duì)的建模分析和的分析類似。

（三）實(shí)驗(yàn)結(jié)果

已知直流變換器的傳遞函數(shù)，按照自動(dòng)控制原理的相關(guān)知識(shí)，可以設(shè)計(jì)出相應(yīng)的調(diào)節(jié)器。為保證閉環(huán)系統(tǒng)有一定的相位裕量和增益裕量，采用有源的超前滯后補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)對(duì)系統(tǒng)進(jìn)行校正。其階躍響應(yīng)曲線為圖4， A、B兩點(diǎn)電壓曲線為圖5。

四、結(jié)論

本文在分析了CCM（電流連續(xù)模式continuous current mode）模式下改進(jìn)型TL Buck變換器的工作原理后，利用狀態(tài)空間平均法建立了其數(shù)學(xué)模型，并按照其數(shù)學(xué)模型組建了閉環(huán)控制系統(tǒng)，實(shí)驗(yàn)結(jié)果表明其數(shù)學(xué)模型具有一定的合理性。此方法對(duì)直流開關(guān)電源的設(shè)計(jì)具有一定的指導(dǎo)意義。

參考文獻(xiàn)：

[1] 薛雅麗. Buck 三電平直流變換器的研究[M]. 南京航空航天大學(xué)碩士學(xué)位論文，2003

[2] 張衛(wèi)平. 開關(guān)變換器的建模與控制[M].中國電力出版社，2006

[3] 徐德鴻. 電力電子系統(tǒng)建模及控制[M]. 機(jī)械工業(yè)出版社，2006

篇7

（1.中國船舶重工集團(tuán)公司第七四研究所，上海200031；2.國電南瑞科技股份有限公司，江蘇南京211106）

摘要：針對(duì)光伏發(fā)電系統(tǒng)中的兩級(jí)式并網(wǎng)逆變器，采用了一種新型的分時(shí)復(fù)合控制策略。首先詳細(xì)分析了分時(shí)復(fù)合控制策略的基本工作原理，該方法可以使得前后兩級(jí)電路交替進(jìn)行高頻開關(guān)工作，從而有利于減小損耗；在此基礎(chǔ)上，對(duì)分時(shí)復(fù)合控制策略下的入網(wǎng)電流控制環(huán)路進(jìn)行小信號(hào)建模，并給出了相應(yīng)的控制環(huán)路參數(shù)設(shè)計(jì)，以保證具有良好的穩(wěn)態(tài)和動(dòng)態(tài)性能；最后搭建了一臺(tái)1 kW實(shí)驗(yàn)樣機(jī)并進(jìn)行實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證。實(shí)驗(yàn)結(jié)果表明所采用分時(shí)復(fù)合控制策略的可行性和有效性。

關(guān)鍵詞 ：兩級(jí)式；并網(wǎng)逆變器；分時(shí)復(fù)合控制；電流控制

中圖分類號(hào)：TN710?34 文獻(xiàn)標(biāo)識(shí)碼：A 文章編號(hào)：1004?373X（2015）15?0112?05

收稿日期：2015?03?12

0 引言

近年來，環(huán)境污染和能源短缺問題日益嚴(yán)重，可再生清潔能源的開發(fā)與利用得到越來越多的關(guān)注，太陽能由于其分布廣泛、方便直接利用等特點(diǎn)得到廣泛應(yīng)用[1]。根據(jù)光伏發(fā)電系統(tǒng)與電網(wǎng)的關(guān)系，光伏發(fā)電系統(tǒng)可分為離網(wǎng)型和并網(wǎng)型兩類[2]。在并網(wǎng)型光伏發(fā)電系統(tǒng)中，并網(wǎng)逆變器作為能量變換的核心部分，對(duì)于入網(wǎng)電流質(zhì)量、變換效率、系統(tǒng)成本以及安全性能等方面都具有重要的影響。在中、小功率等級(jí)系統(tǒng)中，兩級(jí)式并網(wǎng)逆變器以其拓?fù)浜唵?、效率高及造價(jià)低等優(yōu)勢而被廣泛應(yīng)用[3]。

就兩級(jí)式并網(wǎng)逆變器的控制而言，目前常見的控制策略主要有傳統(tǒng)型控制[4]和新型PCS（Power Conditioning System）控制[5]等。文獻(xiàn)[4]詳述了傳統(tǒng)型控制策略，其中前級(jí)實(shí)現(xiàn)最大功率點(diǎn)跟蹤（Maximum Power Point Tracking，MPPT），后級(jí)實(shí)現(xiàn)并網(wǎng)電流控制。該控制方案通過母線電容實(shí)現(xiàn)前后兩級(jí)的控制解耦[5]，但較大的母線電容會(huì)增加系統(tǒng)的體積和重量。文獻(xiàn)[6]提出了一種新型PCS控制策略，該控制策略通過后級(jí)實(shí)現(xiàn)MPPT，不需要采樣光伏陣列的輸出電壓和電流，可以簡化采樣電路，但其控制系統(tǒng)較為復(fù)雜。文獻(xiàn)[7]針對(duì)兩級(jí)式并網(wǎng)逆變器提出了一種分時(shí)復(fù)合的控制策略，即在任意時(shí)刻，系統(tǒng)中開關(guān)管僅只有一部分進(jìn)行高頻開關(guān)工作，另一部分處于工頻開關(guān)或者不工作的狀態(tài)。這種控制方法可以在一定程度上減小開關(guān)器件的損耗，有利于提高系統(tǒng)的整體效率。

為了實(shí)現(xiàn)光伏并網(wǎng)逆變系統(tǒng)高效運(yùn)行，本文采用新型分時(shí)復(fù)合控制策略。文中詳細(xì)分析了分時(shí)復(fù)合控制策略的工作原理，并對(duì)該控制策略下的入網(wǎng)電流控制環(huán)路進(jìn)行了詳細(xì)的建模分析與環(huán)路設(shè)計(jì)，最后通過一臺(tái)1 kW 原理樣機(jī)進(jìn)行實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證。實(shí)驗(yàn)結(jié)果表明，采用分時(shí)復(fù)合控制策略可以有效地實(shí)現(xiàn)并網(wǎng)電流的控制并提高并網(wǎng)逆變系統(tǒng)的效率。

1 分時(shí)復(fù)合控制策略原理

1.1 系統(tǒng)結(jié)構(gòu)

圖1所示為分時(shí)復(fù)合控制并網(wǎng)逆變器拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)圖，其由前級(jí)Boost斬波電路和后級(jí)全橋逆變電路兩部分構(gòu)成。其中：Lb，Qc 和Dc 構(gòu)成Boost電路；Q1~Q4 構(gòu)成全橋逆變電路；Cdc 為中間母線電容；Lf 為并網(wǎng)濾波電感；Db為旁路二極管。

1.2 分時(shí)復(fù)合控制工作原理

根據(jù)輸入直流電壓Vin與網(wǎng)側(cè)電壓絕對(duì)值| vAC |之間的關(guān)系，系統(tǒng)可以工作在“Boost”和“Buck”兩種模式。當(dāng)Vin < | vAC |時(shí)，系統(tǒng)工作在“Boost”模式，輸入電壓先經(jīng)前級(jí)Boost電路斬波得到母線電壓；當(dāng)Vin < | vAC |時(shí)，系統(tǒng)工作在“Buck”模式，此時(shí)前級(jí)Boost電路被Db 旁路，光伏陣列功率直接經(jīng)過Db 向后級(jí)傳輸。圖2給出了兩種工作模式下各功率管的門極驅(qū)動(dòng)波形[8?9]及對(duì)應(yīng)網(wǎng)側(cè)電壓波形。

（1）“Buck”工作模式

當(dāng)Vin> | vAC |時(shí)，系統(tǒng)工作在“Buck”模式，前級(jí)Boost電路被Db 旁路，光伏陣列功率直接經(jīng)過Db 向后級(jí)傳輸。同時(shí)，后級(jí)全橋逆變電路采用單極性SPWM調(diào)制方式，調(diào)制出圖2中AB 和CD 兩段并網(wǎng)電流波形，其中功率管Q1（Q3）工作在工頻開關(guān)狀態(tài)、Q2（Q4）工作在高頻開關(guān)狀態(tài)，具體而言，即在電網(wǎng)電壓vAC 的正半周，功率管Q1 保持導(dǎo)通、Q2（Q3）保持關(guān)斷、Q4 高頻開關(guān)；相反地，在電網(wǎng)電壓vAC的負(fù)半周，功率管Q3保持導(dǎo)通、Q1（Q4）保持關(guān)斷、Q2高頻開關(guān)。與傳統(tǒng)控制方法相比，在此階段內(nèi)前級(jí)Boost電路的開關(guān)和導(dǎo)通損耗均不復(fù)存在，前級(jí)電路僅有旁路二極管Db 的導(dǎo)通損耗，從而有利于系統(tǒng)效率的提高。

（2）“Boost”工作模式

當(dāng)Vin< | vAC |時(shí)，系統(tǒng)工作在“Boost”模式，前級(jí)Boost電路中功率管Qc工作在高頻開關(guān)狀態(tài)，并調(diào)制產(chǎn)生圖2中BC 段的并網(wǎng)電流波形；同時(shí)，后級(jí)全橋逆變電路中功率管Q1~Q4均工作在工頻開關(guān)狀態(tài)。具體而言，即在電網(wǎng)電壓vAC的正半周，功率管Q1（Q4）保持導(dǎo)通、Q2（Q3）保持關(guān)斷；相反地，在電網(wǎng)電壓vAC 的負(fù)半周，功率管Q2（Q3）保持導(dǎo)通、Q1（Q4）保持關(guān)斷。因此，在“Boost”工作模式下，僅有Qc在高頻開關(guān)，從而可以極大地降低整個(gè)系統(tǒng)的開關(guān)損耗、提高系統(tǒng)效率。

由上述分析可知，相較于傳統(tǒng)控制方法而言，本文所采用的分時(shí)復(fù)合控制方法，可以使得前后兩級(jí)電路交替進(jìn)行高頻工作，從而有利于減小開關(guān)損耗；同時(shí)，在“Boost”模式下前級(jí)電路的輸出電壓為部分正弦波，即不需要很大容量的母線電容來保證母線電壓的恒定，因此可以采用體積較小的薄膜電容代替電解電容。

2 分時(shí)復(fù)合控制策略下的并網(wǎng)電流控制

2.1 “Buck”工作模式環(huán)路分析與設(shè)計(jì)

在“Buck”工作模式下，不考慮Db 時(shí)，圖1所示系統(tǒng)在一個(gè)開關(guān)周期內(nèi)的等效電路如圖3所示，其中后級(jí)逆變電路采用單極性SPWM調(diào)制。

根據(jù)圖3所示等效電路，采用狀態(tài)空間平面法列寫其狀態(tài)方程，同時(shí)利用拉普拉斯變換，可以得到d(s) 到iLf(s) 的傳遞函數(shù)：

求解式（1）中分子對(duì)應(yīng)的方程可以得到兩個(gè)實(shí)部為正數(shù)的根，即存在兩個(gè)右半平面零點(diǎn)，此時(shí)系統(tǒng)為非最小相位系統(tǒng)。

若考慮Db，則系統(tǒng)在一個(gè)開關(guān)周期內(nèi)的等效電路如圖4所示，同樣列寫狀態(tài)平均方程，可以得到此時(shí)d(s) 到iLf(s) 的傳遞函數(shù)為：

由式（2）可知，此時(shí)系統(tǒng)為一階系統(tǒng)。因此，在“Buck”工作模式下，跨接的旁路二極管不僅可以減小損耗，還可以顯著簡化系統(tǒng)補(bǔ)償環(huán)節(jié)的設(shè)計(jì)。

圖5給出了“Buck”工作模式下的電流環(huán)控制框圖。其中：Gbuckc (s) 為電流環(huán)補(bǔ)償環(huán)節(jié)；GPWM = 1 Vm 為PWM環(huán)節(jié)傳遞函數(shù)；Gbuck (s) 為式（2）所示的系統(tǒng)傳遞函數(shù)。同時(shí)，考慮到信號(hào)采樣存在且SPWM 調(diào)制存在滯后，故需要增加相應(yīng)的慣性環(huán)節(jié)。

按照典型I型系統(tǒng)設(shè)計(jì)補(bǔ)償環(huán)節(jié)，取Tli = Lf R2，則可抵消傳遞函數(shù)的極點(diǎn)，增大系統(tǒng)相位裕度、提高系統(tǒng)穩(wěn)定性。由此可得系統(tǒng)的開環(huán)傳遞函數(shù)：

由式（3）可求得閉環(huán)傳遞函數(shù)為：

根據(jù)二階系統(tǒng)最佳整定法[10]，選取系統(tǒng)阻尼比ζ =0.707，可以得到：

從而得到簡化后的電流環(huán)閉環(huán)傳遞函數(shù)為：

式（6）表明，將“Buck”模式下的電流環(huán)按照典型I型系統(tǒng)設(shè)計(jì)之后，其閉環(huán)傳遞函數(shù)可以近似為一個(gè)慣性環(huán)節(jié)，即當(dāng)開關(guān)頻率fs 足夠高時(shí)，所對(duì)應(yīng)慣性Ts 越小，系統(tǒng)動(dòng)態(tài)響應(yīng)越快。

2.2 “Boost”工作模式環(huán)路分析與設(shè)計(jì)

“Boost”工作模式下系統(tǒng)在一個(gè)開關(guān)周期內(nèi)的等效電路如圖6所示，同理可以得到d(s) 到iLf(s) 的傳遞函數(shù)，見式（7）：

由式（7）可以看出，系統(tǒng)存在一個(gè)右半平面零點(diǎn)，且右半平面零點(diǎn)的位置取決于Boost部分功率管Qc 的占空比D、母線電容電壓Vc 及Boost電感電流iLb。由于D，Vc，iLb 均取決于正弦半波的角度θ，并且系統(tǒng)的右半平面零點(diǎn)隨θ增大向低頻方向移動(dòng)；同時(shí)，系統(tǒng)幅頻特性存在諧振現(xiàn)象，并且隨著θ增大，諧振峰向低頻方向移動(dòng)，故補(bǔ)償環(huán)節(jié)不易設(shè)計(jì)。

針對(duì)上述直接電流控制方法存在的缺點(diǎn)，本文采用一種間接電流控制方法，即通過控制Boost輸入電流iLb(t) 即可間接控制并網(wǎng)電流iLf(t)，則得到d（s）到iLb(s) 的傳遞函數(shù)為：

由式（8）可以看出，在“Boost”工作模式下，采用間接電流控制方法時(shí)，系統(tǒng)傳遞函數(shù)不存在右半平面零點(diǎn)，從而有利于系統(tǒng)補(bǔ)償環(huán)節(jié)的設(shè)計(jì)。

圖7給出了“Boost”工作模式下的電流環(huán)控制框圖，其中，Gboostc(s)為電流環(huán)補(bǔ)償環(huán)節(jié)，選用PI 調(diào)節(jié)器，Gboostc (s) =K2p + K2i s，K2i = K2p T2i；GPWM = 1 Vm 表示PWM 環(huán)節(jié)傳遞函數(shù)，Vm 為三角載波的幅值；Gboost (s) 為“Boost”工作模式系統(tǒng)傳遞函數(shù)：

補(bǔ)償前，系統(tǒng)在fp0 = 6.19 Hz 處存在一個(gè)極點(diǎn)，在fp1,2 = 1 kHz附近存在一對(duì)共軛極點(diǎn)。為了防止由共軛極點(diǎn)引起的諧振峰多次穿越0 dB 線導(dǎo)致系統(tǒng)不穩(wěn)定，選取截止頻率fc = 2.5 kHz，并且滿足：

同時(shí)，將補(bǔ)償環(huán)節(jié)的零點(diǎn)fzc 放置在原系統(tǒng)的低頻極點(diǎn)處，以保證系統(tǒng)以-20 dB/dec穿越0 dB線：

補(bǔ)償前后的開環(huán)傳遞函數(shù)如圖8所示，補(bǔ)償后系統(tǒng)的直流增益較高，故系統(tǒng)的穩(wěn)態(tài)誤差較??；開環(huán)傳遞函數(shù)的截止頻率為2.5 kHz，系統(tǒng)相角裕度為43°；高頻段以-40 dB/dec斜率下降，故系統(tǒng)抗高頻干擾能力強(qiáng)。由上述分析可知，經(jīng)過補(bǔ)償后，“Boost”模式的電流環(huán)具有良好的動(dòng)態(tài)和穩(wěn)態(tài)性能。

3 實(shí)驗(yàn)分析

為驗(yàn)證以上分析，搭建了1 kW并網(wǎng)逆變器樣機(jī)，進(jìn)行了實(shí)驗(yàn)研究，具體電路參數(shù)如表1所示。

圖9~圖11分別給出了分時(shí)復(fù)合控制下的各功率管驅(qū)動(dòng)波形、Boost 電感電流波形iLb、母線電容電壓波形Vbus 以及逆變橋臂中點(diǎn)電壓波形VAB。由圖中實(shí)驗(yàn)波形可以看出，系統(tǒng)工作于“Boost”模式時(shí)，并網(wǎng)電流由Boost部分高頻斬波生成，并且橋臂間電壓和母線電容電壓分別為并網(wǎng)電壓及其絕對(duì)值；系統(tǒng)工作于“Buck”模式時(shí)，后級(jí)全橋電路進(jìn)行單極性SPWM 調(diào)制，輸入側(cè)能量由Boost部分的旁路二極管向網(wǎng)側(cè)傳輸。因此，對(duì)應(yīng)Boost電感電流值為0，母線電容電壓即為逆變系統(tǒng)輸入電壓150 V，橋臂間電壓為高頻切換的矩形波。

圖12所示為分時(shí)復(fù)合控制下的逆變器并網(wǎng)電壓和并網(wǎng)電流實(shí)驗(yàn)波形。由圖中波形可以看出，并網(wǎng)電流ig和電網(wǎng)電壓vg 能夠保持相位一致，并網(wǎng)質(zhì)量良好；同時(shí)，“Buck”和“Boost”兩種工作模式平滑切換，在切換點(diǎn)處并網(wǎng)電流振蕩幅度較小。

上述實(shí)驗(yàn)波形與理論分析結(jié)果一致，表明了本文分時(shí)復(fù)合控制策略的可行性和有效性。

在輸入電壓為150 V時(shí)，逆變器效率隨并網(wǎng)功率變化的曲線如圖13所示。作為對(duì)比，圖13中同時(shí)給出了傳統(tǒng)控制方式下效率曲線。由圖中結(jié)果可知，在分時(shí)復(fù)合控制策略下，逆變器在整個(gè)負(fù)載范圍內(nèi)達(dá)到了較高的效率，最高效率約為96.8%，且整體效率優(yōu)于傳統(tǒng)控制方式。

4 結(jié)論

詳細(xì)分析了一種應(yīng)用于兩級(jí)式并網(wǎng)逆變器的新型分時(shí)復(fù)合控制策略，理論分析和實(shí)驗(yàn)結(jié)果表明：分時(shí)復(fù)合控制下前后兩級(jí)電路交替進(jìn)行高頻工作，從而有利于減小開關(guān)損耗；母線電壓不需要穩(wěn)壓，可以有效減小母線電容；“Boost”和“Buck”兩種工作模式之間可以自由平滑切換，并網(wǎng)電流質(zhì)量良好；分時(shí)復(fù)合控制下系統(tǒng)可以獲得較高的效率，且整體效率優(yōu)于傳統(tǒng)控制方式。

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篇8

關(guān)鍵詞:有源功率因數(shù)校正;交流斬波;Matlab仿真;整流橋

中圖分類號(hào):TJ8.323;TN710文獻(xiàn)標(biāo)識(shí)碼:A

文章編號(hào):1004-373X(2009)20-014-03

Simulation Research of AC Chopper PFC Circuit Based on Matlab

FANG Jianhua,YAN Jianjun

(Zhejiang Institute of Mechanical and Electrical Engineering,Hangzhou,310053,China)

Abstract: To improve the conventional power factor correction circuit,a new type of single-phase AC chopper-type power factor correction circuit topology is proposed,so that the bridge rectifier switch at the exchange side,the program can help to enhance the harmonic suppression circuit and power factor correction ability,unity power factor can be realized,the circuit of electromagnetic compatibility is enhanced andthe conduction loss of the circuit is reduced.Simulation results show that the power factor up to 0.997,simulation results show feasibility of the program and correctness of theoretical analysis.

Keywords:APFC;AC chopper;Matlab simulation;bridge rectifier

0 引 言

大量電力電子裝置和非線性負(fù)載的廣泛應(yīng)用,使得電力系統(tǒng)電壓及電流波形發(fā)生畸變,產(chǎn)生了大量的諧波,導(dǎo)致電源輸入功率因數(shù)降低,對(duì)電網(wǎng)環(huán)境造成嚴(yán)重的污染,使用電設(shè)備所處環(huán)境惡化,也對(duì)周圍的通信系統(tǒng)和公共電網(wǎng)以外的設(shè)備帶來危害。為了改善電網(wǎng)環(huán)境,必須了解產(chǎn)生諧波污染的原因,并對(duì)諧波進(jìn)行有效的抑制,進(jìn)行功率因數(shù)校正。為了提高供電線路功率因數(shù),保護(hù)用電設(shè)備,世界上許多國家和相關(guān)國際組織制定出相應(yīng)的技術(shù)標(biāo)準(zhǔn),以限制諧波電流含量。如:IEC555-2,IEC61000-3-2,EN60555-2等標(biāo)準(zhǔn),規(guī)定允許產(chǎn)生的最大諧波電流。我國于1994年也頒布了《電能質(zhì)量公用電網(wǎng)諧波》標(biāo)準(zhǔn)(GB/T14549-93)。因此,功率因數(shù)校正(PFC)技術(shù)便成為電力電子研究的熱點(diǎn)[1]。

1 諧波的抑制與功率因數(shù)校正方法

解決電力電子裝置和其他諧波源的污染問題主要有兩種方法:一是采用無源濾波或有源濾波電路來旁路或?yàn)V除諧波;二是對(duì)電力電子裝置本身進(jìn)行改造,使其補(bǔ)償所產(chǎn)生的諧波,采用功率校正電路,使其具有功率因數(shù)校正功能。

功率因數(shù)校正(PFC)技術(shù)主要為無源PFC和有源APFC。無源PFC是采用無源元件來改善功率因數(shù),減小電流諧波的,方法簡單但電路龐大笨重,有些場合無法適用,且功率因數(shù)一般能達(dá)到0.90。有源APFC是將一個(gè)變換器串入整流濾波電路與DC/DC變換器之間,通過特殊的控制,強(qiáng)迫輸入電流跟隨輸入電壓,使得輸入電流波形接近于正弦波,并且與輸入電壓同相位,提高功率因數(shù),使其達(dá)到功率因數(shù)為1的目標(biāo)。反饋輸出電壓使之穩(wěn)定,從而使DC/DC變換器的輸入事先預(yù)穩(wěn),該方法設(shè)計(jì)易優(yōu)化,性能進(jìn)一步提高,因此應(yīng)用廣泛[2]。

2 傳統(tǒng)功率因數(shù)校正電路的結(jié)構(gòu)及其缺點(diǎn)

基于PFC的拓?fù)潆娐返难芯楷F(xiàn)在已經(jīng)非常成熟,而且得到了十分廣泛的應(yīng)用,使用得最多的是升壓斬波(Boost)和降壓斬波(Buck)電路[3]。傳統(tǒng)的單相功率因數(shù)校正電路的結(jié)構(gòu)如圖1所示。

其中,Boost拓?fù)潆娐酚捎诮Y(jié)構(gòu)簡單和成本低廉而最為流行,電路中交流電源通過專用整流橋轉(zhuǎn)換成直流,后經(jīng)過Boost PFC電路輸出,該方法具有較好的控制效果,在中小功率電源中應(yīng)用較為廣泛[4]。但其也存在一些缺點(diǎn):

(1) 任何時(shí)刻都有三個(gè)半導(dǎo)體器件導(dǎo)通,隨著功率的提高,整流橋上消耗的功率也會(huì)隨之增加,從而提高了電源的發(fā)熱損失,降低了電源效率;

(2) 該Boost電路有很高的開關(guān)頻率,增大了電路的開關(guān)損耗;

(3) 直流側(cè)的二極管降低了直流電壓,增加了電路功耗和不穩(wěn)定性。

應(yīng)用這里所提出的交流斬波功率因數(shù)校正電路,可以解決傳統(tǒng)校正電路中存在的以上問題[5]。

圖1 傳統(tǒng)的單相功率因數(shù)校正電路

3 交流斬波功率因數(shù)校正器的基本電路和工作原理

3.1 Boost型交流斬波功率因數(shù)校正電路

Boost型交流斬波功率因數(shù)校正電路的基本結(jié)構(gòu)如圖2所示。

圖2 Boost型交流斬波功率因數(shù)校正電路

Q為雙向開關(guān)管。當(dāng)開關(guān)管導(dǎo)通時(shí),輸入電流通過電感和開關(guān)管,電感儲(chǔ)能,同時(shí)直流側(cè)濾波電容給負(fù)載供電;當(dāng)開關(guān)管斷開時(shí),輸入電流經(jīng)過電感和整流二極管到達(dá)負(fù)載端,電感儲(chǔ)能和交流電源同時(shí)給負(fù)載和電容供電。

可以看出,與傳統(tǒng)的功率因數(shù)校正電路相比較,具有以下優(yōu)點(diǎn):當(dāng)開關(guān)管導(dǎo)通時(shí),主回路電流不經(jīng)過整流橋的二極管,減小了功率損耗;傳統(tǒng)電路中的快速恢復(fù)二極管VD在交流斬波功率因數(shù)校正電路中也不存在了,減小了功率損耗,提高了系統(tǒng)的工作可靠性。

該電路相當(dāng)于兩個(gè)Boost電路的并聯(lián),在克服傳統(tǒng)Boost PFC電路缺點(diǎn)的同時(shí),保留了升壓電路的優(yōu)點(diǎn)。該方法的優(yōu)點(diǎn)在于:

(1) 增強(qiáng)了傳統(tǒng)PFC電路的諧波抑制和功率因數(shù)校正能力,可實(shí)現(xiàn)單位功率因數(shù);

(2) 交流側(cè)的電感增強(qiáng)了電路的電磁兼容性;

(3) 降低了電路的傳導(dǎo)損失,任何時(shí)刻都只有兩個(gè)半導(dǎo)體器件導(dǎo)通;

(4) 通過開關(guān)管M1和M2的額定電流較小。

3.2 Buck型交流斬波功率因數(shù)校正電路

圖3所示的為Buck功率因數(shù)校正電路的基本結(jié)構(gòu),Q為雙向開關(guān)管。當(dāng)開關(guān)管斷開時(shí),輸入電流通過電感、電容和開關(guān)管,電容C1儲(chǔ)能。

圖3 buck型交流斬波功率因數(shù)校正電路

當(dāng)開關(guān)管導(dǎo)通時(shí),此時(shí)輸入電流經(jīng)過整流二極管到達(dá)負(fù)載端,電容儲(chǔ)能和交流電源同時(shí)給負(fù)載和電容供電?？梢钥闯?Buck型交流斬波功率因數(shù)校正電路中,當(dāng)開關(guān)管斷開,主回路電流不經(jīng)過整流橋的二極管,可達(dá)到減小功率損耗的目的[6,7]。

4 仿真分析

Simulink軟件是Matlab軟件包的擴(kuò)展,專門用于動(dòng)態(tài)系統(tǒng)的仿真,具有很強(qiáng)的動(dòng)態(tài)系統(tǒng)仿真能力,仿真速度較快,特別是基于Simulink Power System 工具箱進(jìn)行功率因數(shù)校正電路的仿真,有兩個(gè)優(yōu)點(diǎn):

(1) 基于器件模型,可以仿真器件參數(shù)變化對(duì)系統(tǒng)的影響;

(2) 仿真模型復(fù)雜,精度較高?？梢詫⒂?jì)算機(jī)仿真技術(shù)運(yùn)用到PFC裝置的分析和設(shè)計(jì)中[8]。

以Boost 型為例,對(duì)文中所提出的交流斬波功率因數(shù)校正電路進(jìn)行仿真分析。功率因數(shù)校正電路采用輸入電流斷續(xù)工作模式的峰值電流控制,仿真參數(shù):uin=311sin ωt,L= 0.7 mH,輸出功率P= 500 W,uout=300 V。按圖4模型建模,仿真波形如圖5、圖6所示。其中,圖5為輸入電壓、電流的波形,圖6為輸出電壓的波形[9,10]。

從圖5可以看出,輸入電壓和輸入電流進(jìn)入穩(wěn)態(tài)后,輸入電壓和輸入電流相位幾乎一致,輸入電流也幾乎是正弦波。整個(gè)仿真時(shí)間段內(nèi)的功率因數(shù)約為0.997。

從圖6可看出,輸出電壓隨著仿真時(shí)間的進(jìn)行,逐漸趨于穩(wěn)定狀態(tài),輸出電壓在300 V上下波動(dòng),符合電路設(shè)計(jì)要求。

圖4 Boost型交流斬波功率因數(shù)校正電路Simulink模型圖

圖5 輸入電壓和輸入電流的波形

圖6 輸出電壓的波形

5 結(jié) 語

這里討論了應(yīng)用較為成熟的單相Boost PFC電路的不足,介紹一種新型單相交流斬波功率因數(shù)校正電路,分析了其工作原理,并給出了仿真波形。結(jié)果表明,輸入電流具有很高的品質(zhì)因數(shù),基本為標(biāo)準(zhǔn)的正弦波形,與輸入電壓相位相近,實(shí)現(xiàn)了高功率因數(shù)。與傳統(tǒng)的電路相比,能減少系統(tǒng)的功耗,提高系統(tǒng)工作的可靠性,而取得相同的控制效果。仿真結(jié)果驗(yàn)證了方案的可行性。方案中的交流斬波電路除了采用Boost型和Buck型外,也可采用其他的功率變換電路。

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篇9

buck-boost變換器在半導(dǎo)體照明控制中應(yīng)用廣泛。本文對(duì)其工作模式特性等方面作了探討，采用OCC（One-Cycle-Control）多環(huán)控制技術(shù)，通過環(huán)路誤差放大及電壓補(bǔ)償?shù)裙こ陶ㄔO(shè)計(jì)，創(chuàng)建了一種降壓/升壓型大功率高效驅(qū)動(dòng)新系統(tǒng)。與傳統(tǒng)同類設(shè)計(jì)相比，系統(tǒng)動(dòng)態(tài)性能更好（如功率因數(shù)、速度響應(yīng)等），消除了穩(wěn)態(tài)誤差，對(duì)外界環(huán)境的變化適應(yīng)性強(qiáng)。

【關(guān)鍵詞】Buck-Boost 半導(dǎo)體照明 OCC多環(huán)控制 高效

Buck-Boost變換器又稱降壓/升壓變換器，如圖1所示。由開關(guān)管Q、電感L、二極管D以及輸出電容C等構(gòu)成。其基本思想是在Buck變換器后面串接一個(gè)Boost變換器，在應(yīng)用中克服了單一的Boost或 Buck只可降壓或者升壓的缺點(diǎn)，解決了Buck驅(qū)動(dòng)器輸入電流在電源電壓較低時(shí)有“驅(qū)動(dòng)死角”的毛病，目前降壓/升壓變換器在LED驅(qū)動(dòng)控制系統(tǒng)中應(yīng)用廣泛。本文針對(duì)Buck-Boost型變換器工作特性，采用OCC多環(huán)控制技術(shù)， 創(chuàng)建了一種新型大功率LED驅(qū)動(dòng)系統(tǒng)。

1 多環(huán)控制Buck-Boost型LED照明驅(qū)動(dòng)基本工作原理

多環(huán)控制Buck-Boost型LED照明驅(qū)動(dòng)如圖2所示，在傳統(tǒng)的OCC控制策略的基礎(chǔ)上，增加了一個(gè)由電壓微分器、增益Kc及加法器等組成的網(wǎng)絡(luò)，使用了OCC控制的Kb、Ka兩條環(huán)路，即多環(huán)控制技術(shù)。

如圖2所示，交流電壓電流分別為ur，ir，經(jīng)過二極管整流后得到電壓uin，開關(guān)管Q受RS觸發(fā)器控制，當(dāng)開關(guān)管導(dǎo)通時(shí)，輸出電壓 u0經(jīng)過采樣得到一個(gè)電壓信號(hào)Kbu0，與參考電壓信號(hào)uref同輸送入誤差放大器，得到的誤差信號(hào)ue經(jīng)過電壓補(bǔ)償產(chǎn)生信號(hào)ucp，隨后輸送到比較器的反相端，電壓信號(hào)uD經(jīng)過采樣得到信號(hào)KauD給加法器，加法器的另一個(gè)輸入信號(hào)是來自輸出電壓經(jīng)過微分器與增益 Kc后的電壓信號(hào)Kcuvd，加法器的輸出端接到帶復(fù)位開關(guān)的積分器，積分器的輸出uint進(jìn)入比較器的同相端，當(dāng)積分電壓信號(hào)uint大于補(bǔ)償后的電壓信號(hào)ucp后，比較器反相輸出高電平，RS觸發(fā)器復(fù)位，同相端輸出低電平，開關(guān)管斷開，反相端輸出高電平，復(fù)位積分器復(fù)位清零，等到下一個(gè)時(shí)鐘脈沖到來，開關(guān)管再次導(dǎo)通。

2 仿真分析

為了驗(yàn)證創(chuàng)建的多環(huán)控制策略Buck-Boost型LED照明驅(qū)動(dòng)器的合理性、有效性，運(yùn)用MATLAB中Simulink、SimPowerSystems工具，分別建立Buck-Boost型驅(qū)動(dòng)變換器的主電路模型與多環(huán)控制模型，以輸入、輸出端口同名的形式連接，如圖3、4所示。主要電路參數(shù)有：輸入電壓：90～270V（額定220V），輸出電壓：40V，開關(guān)頻率：100kHz

結(jié)合圖3，4進(jìn)行整個(gè)LED驅(qū)動(dòng)系統(tǒng)的仿真，在仿真設(shè)置中解法器采用ode23tb（stiff/TR-BDF2）算法，并且設(shè)為變步長，最大步長為1e-6s，相對(duì)精度設(shè)置為1e-3。輸入電壓和輸入電流波形共同輸入scope1，如圖5所示。從圖中波形可看出，輸入電流很好地跟蹤輸入電壓，并且輸入電流與輸入電壓畸變很小?？梢娬麄€(gè)LED驅(qū)動(dòng)系統(tǒng)相對(duì)于電網(wǎng)而言呈純阻性，整個(gè)系統(tǒng)功率因數(shù)很大，系統(tǒng)利用效率高，達(dá)到了設(shè)計(jì)目的。

為了驗(yàn)證系統(tǒng)改進(jìn)策略的抗輸入干擾能力，分別在系統(tǒng)輸入電壓端疊加10V、100Hz正弦信號(hào)和 12V、25Hz方波信號(hào)，再觀察輸出電壓的波形。如圖6和圖7所示，可見輸入電壓的變化對(duì)輸出電壓波形基本上沒有影響，系統(tǒng)的動(dòng)態(tài)性能很好，顯示了OCC改進(jìn)策略具有很好的抗輸入干擾能力。

3 小結(jié)

本文對(duì)Buck-Boost變換器工作模式特性作了探討，采用OCC多環(huán)控制技術(shù)，增加了電壓微分器、增益 及加法器等控制網(wǎng)絡(luò)，創(chuàng)建了一種降壓/升壓型大功率高效驅(qū)動(dòng)新系統(tǒng)。隨后運(yùn)用MATLAB仿真分析，得知本系統(tǒng)驅(qū)動(dòng)與傳統(tǒng)設(shè)計(jì)相比，其功率因數(shù)、速度響應(yīng)，系統(tǒng)穩(wěn)定等性能得到提高，能較強(qiáng)地適應(yīng)外界環(huán)境的變化。

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作者簡介

徐仁伯（1972-），男，工學(xué)研究生學(xué)歷。高級(jí)工程師。主要研究方向?yàn)榘雽?dǎo)體器件（如LED，OLED等）及其大屏顯示驅(qū)動(dòng)與芯片設(shè)計(jì)。

作者單位

1.湖南信息學(xué)院電子系 湖南省長沙市410083

篇10

【關(guān)鍵詞】高增益；Buck-Boost變換器；DC-DC變換器；電壓應(yīng)力

由于電力電子技術(shù)的飛速發(fā)展，電力供給系統(tǒng)也有了其很大的發(fā)展空間，同時(shí)，功率半導(dǎo)體開關(guān)器件的研究也得到了長足進(jìn)步。DC-DC、AC-DC等電能變換技術(shù)在用戶和電網(wǎng)之間有著十分良好的緩沖匹配作用。DC-DC變換器是一種將直流電變換為其他一種形式的直流電技術(shù)，如Boost變換器、Buck變換器、Buck-Boost變換器等一系列不同功能的變換器。

自90年代后期開始，美國、歐洲等國家就已經(jīng)紛紛禁止了沒有諧波抑制及功率因數(shù)改善功能的供電系統(tǒng)設(shè)備進(jìn)入本國市場，而且對(duì)高次諧波電流、功率因數(shù)制定了明確而詳細(xì)的國際標(biāo)準(zhǔn)，從而使世界各個(gè)國家對(duì)其電源電力的開發(fā)研究單位和機(jī)構(gòu)都投入了龐大的人力、物力，很快這就形成了電源系統(tǒng)研究中的一個(gè)新的領(lǐng)域。由于電源給電子設(shè)備提供它所必須的能量，因此這就決定了電源在電子設(shè)備中的地位極其重要這一事實(shí)。如果電子設(shè)備要獲得很好的工作可靠度，那就必須要有高質(zhì)量保障的電源設(shè)備，因此，導(dǎo)致電子設(shè)備對(duì)其電源的安全性，可靠性，技術(shù)指標(biāo)的要求也日益提高。對(duì)于線性穩(wěn)壓電源而言，開關(guān)穩(wěn)壓電源的優(yōu)點(diǎn)相對(duì)更能滿足當(dāng)今電子設(shè)備的各項(xiàng)要求。

近年來，軟開關(guān)技術(shù)在電力電子變換器中得到了廣泛的研究和關(guān)注。同時(shí)，能源需求日益增加并且傳統(tǒng)的化石能源所引起的環(huán)境問題也日趨嚴(yán)重，因此人們開始關(guān)注新型能源的發(fā)展和利用。那些可再生能源的發(fā)電技術(shù)，引起了全球各界的廣泛關(guān)注。然而這些新能源發(fā)電系統(tǒng)中，一般需要將較低的電壓（大約30-48V）轉(zhuǎn)換為較高的電壓（大約300-400V）輸出，從而來滿足用電設(shè)備或發(fā)電等用戶的需求。對(duì)DC-DC變換器的輸入電壓范圍也提出了更高的要求[1]。開關(guān)DC-DC變換器的寬輸入電壓范圍特性是通過調(diào)節(jié)開關(guān)管的占空比來實(shí)現(xiàn)[2]。要能使傳統(tǒng)的開關(guān)DC-DC變換器可以在一個(gè)較寬的輸入電壓范圍內(nèi)保持恒定的輸出電壓，則需要使占空比能在較大范圍變化，從而會(huì)導(dǎo)致控制器設(shè)計(jì)復(fù)雜、系統(tǒng)穩(wěn)定性較差等一系列問題。

1.開關(guān)電源發(fā)展現(xiàn)狀

如今，各國的研究課題方向主要集中在DC-DC開關(guān)變換器系統(tǒng)的建模及控制、拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)的建立、開關(guān)器的實(shí)際應(yīng)用開發(fā)、軟開關(guān)技術(shù)、降低設(shè)備的體積重量以及測試抗電磁干擾等。但是，在DC-DC開關(guān)變換系統(tǒng)器的建模及控制等一系列方向還沒有公認(rèn)成套的方法，說明其理論方向上還存在較多明顯的不完善性。

目前，開關(guān)電源的抗干擾技術(shù)和防止電網(wǎng)系統(tǒng)的各項(xiàng)污染技術(shù)也早已引起各國專家們的密切關(guān)注。在本世紀(jì)，分布式的電源系統(tǒng)組成將著重于“電力電子的封裝技術(shù)”、“系統(tǒng)的集成"等領(lǐng)域。而現(xiàn)今新能在低壓工作、降壓很小的器件也已經(jīng)開始陸續(xù)地進(jìn)入了市場，有可以得到低壓輸出為1V和功率低至10mV的開關(guān)電源，并且其功率密度達(dá)每立方厘米5-6W，這樣便為小型化裝置微型化提供了有利條件。同時(shí)，還可以采用軟開關(guān)技術(shù)，可以使小功率開關(guān)的電源效率達(dá)到90%甚至更高，大功率電源可以達(dá)到95%以上。外形也可以做的更加輕薄、短小?？偠灾?，電源早已不再是又笨又重的舊型設(shè)備了，取而代之的是靈巧便捷、智能高效的新型裝置。雖然這幾年我國的開關(guān)電源技術(shù)也有了很快很大的的進(jìn)步，同時(shí)理論研究和實(shí)際生產(chǎn)應(yīng)用也已初具規(guī)模，但是國內(nèi)的開關(guān)電源市場還需要進(jìn)一步大力開拓，而相控電源是在我國現(xiàn)有的電源中占有市場份額較大的一種。因此，必須應(yīng)用軟開關(guān)技術(shù)的電源取代其他各類的相控電源。對(duì)于當(dāng)今的開關(guān)電源功率交換技術(shù)的發(fā)展趨勢，總體可以概括為四類：高效率、高頻率、零污染以及模塊化。

2.變換器概述

DC-DC變換器是屬于電子學(xué)功率的范疇，它涉及到控制理論、電力電子和電機(jī)學(xué)等多個(gè)學(xué)科，從70年代起發(fā)展至今，和這類變換器相關(guān)的理論研究和實(shí)際器件的開發(fā)也有了長足的進(jìn)步與發(fā)展。

在電力電子設(shè)備領(lǐng)域，我們把整流器稱為一次電源，而把DC-DC變換器稱為二次電源。此外按照其輸入與輸出之間是否有電氣隔離之分，開關(guān)型的DC-DC變換器可分為有電氣隔離的隔離型DC-DC變換器與無電氣隔離的非隔離型DC-DC變換器。按照其能量的傳遞方向不同，DC-DC變換器又可分為電源只可向負(fù)載供電的單向與電源可向負(fù)載供電、負(fù)載也可向電源供電的雙向兩種。另外，按按照其開關(guān)器件的控制方式不同，開關(guān)型DC-DC變換器還可分為自激式變換器與他控式變換器。同時(shí)按照開關(guān)器件的開通條件不同，開關(guān)型DC-DC變換器也可分為軟開關(guān)(soft switching)和硬開關(guān)(hard switching)這兩種。

傳統(tǒng)Boost電路只有一個(gè)可以控制的功率開關(guān)管，因?yàn)槠浣Y(jié)構(gòu)簡潔、效率較高等優(yōu)點(diǎn)而得到了較為廣泛的應(yīng)用[3]。但是當(dāng)變換器前端的燃料電池、太陽能等直流源的電壓較低，而同時(shí)又需要輸出很高的電壓時(shí)候，功率開關(guān)管可能會(huì)經(jīng)受很大的電壓、電流應(yīng)力，同時(shí)輸入電壓越低，其開關(guān)的導(dǎo)通占空比也就會(huì)越大，甚至可能接近于1的臨界狀態(tài)，如此之大的占空比將直接導(dǎo)致系統(tǒng)效率的降低，此外由于實(shí)際中開關(guān)等器件的條件限制，開關(guān)的頻率也將不能進(jìn)一步的提高。

此外，我們也了解到軟開關(guān)技術(shù)具有多項(xiàng)較為突出優(yōu)點(diǎn)，其主要可以總結(jié)為以下幾點(diǎn)[4]：(1)通過軟開關(guān)技術(shù)能非常有效的降低開關(guān)管的導(dǎo)通和關(guān)斷時(shí)所候產(chǎn)生的損耗，而從提高變換器的工作效率；(2)在開關(guān)管導(dǎo)通和關(guān)斷損耗降低的同時(shí)，還可以提高其工作的頻率，這樣不但可以加快變換器的動(dòng)態(tài)響應(yīng)速度，還可以再次提高變換器的功率密度；(3)另外，軟開關(guān)技術(shù)也可以切實(shí)有效的降低變換器的電磁干擾，從而提高變換器的環(huán)境適應(yīng)能力。

3.新型高增益關(guān)Boost變換器

新型拓?fù)淙鐖D1所示，該拓?fù)洳捎幂斎攵说牟⒙?lián)方式，這樣可以有效減小開關(guān)管的電流應(yīng)力，輸出端則是采用兩個(gè)儲(chǔ)能電容C1和C2的準(zhǔn)串聯(lián)結(jié)構(gòu)方式，既能降低開關(guān)電壓的應(yīng)力又能減小其輸出電壓的紋波，這里的儲(chǔ)能電容準(zhǔn)串聯(lián)結(jié)構(gòu)方式指的是兩個(gè)電容并沒直接的串聯(lián)，而是在輸出端起到了串聯(lián)的作用。為了便于分析其工作原理，我們要做以下幾點(diǎn)假設(shè)：(1)所有的開關(guān)管、二極管都是理想器件（導(dǎo)通和關(guān)斷時(shí)間為零），并且關(guān)斷時(shí)的電阻為無窮大，導(dǎo)通時(shí)的壓降為零；(2)所有的電感及電容均為理想器件；(3)同時(shí)，輸出的電容足夠大（可近似看為無窮大），穩(wěn)態(tài)時(shí)的直流輸出電壓為恒定值，并且紋波電壓忽略不計(jì)；(4)電感電流一直都處于連續(xù)工作的狀態(tài)。

這種新型的高增益關(guān)Boost升壓變換器，與傳統(tǒng)的單Boost或者關(guān)Boost變換器（如交錯(cuò)并聯(lián)和三電平Boost變換器等）相比，具有以下明顯的優(yōu)勢：(1)在相同占空比的情況之下，電壓增益提高很大，最高可以為傳統(tǒng)的關(guān)變換器的3倍左右，相當(dāng)適合用于低電壓輸入、高電壓輸出的情形；(2)開關(guān)管的電壓應(yīng)力大為減小，十分有利于具有低耐壓并且高速度開關(guān)器件的電路，從而來降低電路的損耗，達(dá)到提高電路的性能的目的；(3)采用交錯(cuò)式控制技術(shù)，可以非常有效的減小輸入電流紋波及輸出電壓紋波。

另外，結(jié)合電壓舉升技術(shù)中的升壓優(yōu)勢以及二次型變換器中寬輸入電壓范圍明顯優(yōu)點(diǎn)的基礎(chǔ)之上，構(gòu)想出一種新型關(guān)高增益Boost變換器，這種變換器不但具有直流增益高和輸入電流連續(xù)的特點(diǎn)，還有可以降低開關(guān)管的電壓應(yīng)力的優(yōu)勢，從而以便于選取具有較小的導(dǎo)通電阻的開關(guān)管來進(jìn)一步提高變換器的效率。新型關(guān)高增益Boost變換器還具有輸入電壓范圍較寬、輸入電流非常連續(xù)、效率高等明顯優(yōu)勢，它適用于光伏發(fā)電系統(tǒng)和燃料電池等新型能源之中。

4.雙管Buck-Boost變換器

在光伏發(fā)電中，光伏逆變器通常采用的結(jié)構(gòu)是兩級(jí)式，即前級(jí)的DC-DC變換器和后級(jí)的DC-AC逆變器組合而成。前級(jí)DC-DC變換器主要的兩個(gè)任務(wù)是將光伏電池的輸出電壓轉(zhuǎn)換成所需的恒定的直流電壓；并且要實(shí)現(xiàn)光伏電池的最大功率跟蹤。后級(jí)DC-AC逆變器則是要將前級(jí)恒定的直流電壓轉(zhuǎn)換成交流電壓，并入電網(wǎng)中去。

光伏電池的輸出電壓不但與輸出電流有關(guān)，而且還和光照、溫度等氣候條件有關(guān)，變化的范圍較寬。圖2中所示的是由Buck變換器和Boost變換器級(jí)聯(lián)并簡化而得的雙管Buck-Boost變換器，它不但擁有升降壓的功能，而且還與Buck-Boost、Sepic、Zeta等其他變換器相比，具有無源元件少、開關(guān)管電壓應(yīng)力低、以及輸入輸出極性相同等優(yōu)勢，適用于各種寬輸入電壓范圍的場合[5]。

為了減小消除輸入電壓擾動(dòng)對(duì)輸出電壓的影響，我們可以采取輸入電壓的前饋方法。常見的輸入電壓前饋方法有以下幾種：(1)可以讓鋸齒波信號(hào)的峰值或參考信號(hào)隨輸入電壓的變化而相應(yīng)變化，以便實(shí)時(shí)的調(diào)節(jié)占空比；(2)可以根據(jù)變換器的直流傳輸增益的表達(dá)式，采樣輸入電壓實(shí)時(shí)計(jì)算的占空比；(3)可以通過變換器的小信號(hào)模型而推導(dǎo)相應(yīng)的實(shí)現(xiàn)輸入電壓對(duì)輸出電壓的傳遞函數(shù)為零的前饋函數(shù)式，這個(gè)前饋函數(shù)的輸出信號(hào)一樣可以用于實(shí)時(shí)調(diào)節(jié)占空比。但是考慮到小信號(hào)模型是基于某一個(gè)直流的工作點(diǎn)，上述的前饋函數(shù)因此不適用于輸入電壓范圍比較寬，同時(shí)直流工作點(diǎn)也不停變化的場合。

無論是采用何種方法，其輸入電壓前饋的本質(zhì)均是從輸入電壓擾動(dòng)信號(hào)中獲取本身所需要補(bǔ)償?shù)恼伎毡龋瑥亩鸬揭种茢_動(dòng)信號(hào)對(duì)其輸出電壓的影響的作用。同時(shí)又考慮到實(shí)際中的電路的并不是那么理想化，所以一般采用輸入電壓前饋和輸出電壓反饋同時(shí)作用，從而來調(diào)節(jié)輸出的電壓。如果一旦輸入電壓發(fā)生擾動(dòng)，它所需要補(bǔ)償?shù)恼伎毡却蟛糠侄际怯奢斎腚妷呵梆佀峁┑?，這樣使得其盡可能的減小輸出電壓反饋調(diào)節(jié)器本應(yīng)該需要的補(bǔ)償量，從而減少調(diào)節(jié)器的響應(yīng)時(shí)間。

5.新型四開關(guān)Buck-Boost變換器

假如提出一種四開關(guān)的Buck-Boost變換器，以其作為兩級(jí)式變換器的前級(jí)便可以使得額定輸入的電壓附近效率最高，然而同時(shí)其輸出的電壓變化范圍又較窄，從而可以為后級(jí)的優(yōu)化實(shí)現(xiàn)和設(shè)計(jì)創(chuàng)造很有利的條件。

前級(jí)變換器能同時(shí)具備Buck與Boost兩種工作模式，這樣的話便可能讓額定輸入電壓附近的效率達(dá)到最高值。同時(shí)實(shí)現(xiàn)升和降兩種狀態(tài)的基本變換器有Buck-Boost、Sepic、Cuk和Zeta等。其中Buck-Boost和Cuk的輸出是反極性的，并且輔助電源和驅(qū)動(dòng)實(shí)現(xiàn)起來比較困難；而Sepic、Cuk、Zeta變換器的無源元件很多，不太利于實(shí)現(xiàn)高功率的密度。所以綜上總結(jié)，這幾種基本拓?fù)錂C(jī)構(gòu)均不適合使用。

Buck和Boost是最基本、最簡單的兩種變換器，它們輸出電壓分別低于和高于輸入電壓。但是額定輸入電壓附近的效率不是很高，同時(shí)因?yàn)槠漭斎氲姆秶^寬，所以整體的效率也不會(huì)很高。

因?yàn)槿珮蜃儞Q器具有拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)簡潔并且控制方式簡單等眾多優(yōu)點(diǎn)而被廣泛的應(yīng)用在各類電源模塊中，因此可以嘗試選擇如圖3所示的變換器。

按照輸出電壓的調(diào)節(jié)方式來分類的話，兩級(jí)式變換器的控制策略可以大致分為以下兩種：(1)一級(jí)粗調(diào)或不調(diào)，另一級(jí)精調(diào)；(2)兩級(jí)都精調(diào)。

針對(duì)某些電源模塊具有很高的要求，這種方式是一種高效率、高功率密度并且適合輸入范圍較寬工作的四開關(guān)Buck-Boost變換器。提出的這種結(jié)構(gòu)和控制策略可以保證高效率的同時(shí)還能實(shí)現(xiàn)額定輸入附近的效率最高，滿足未來各類模塊電源高效率以及高功率密度的需求。

6.總結(jié)

(1)通過閱讀了相應(yīng)的國內(nèi)外文獻(xiàn)，比較全面地掌握了開關(guān)電源的工作原理和電力電子中變換器的國內(nèi)外發(fā)展現(xiàn)狀及其在研究與生產(chǎn)中的重要性，從來引入了目前一些Boost及Buck-Boost變換器所存在的一些個(gè)比較難以解決的技術(shù)性問題。

(2)本文隨后分別從新型高增益關(guān)Boost變換器、雙管Buck-Boost變換器、新型四開關(guān)Buck-Boost變換器分析了其各自的特點(diǎn)及其適用范圍，并且在理論上提出了一些控制策略。

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